隨著數(shù)據(jù)帶寬需求的持續(xù)增長,，數(shù)據(jù)傳輸從并行變成串行，收發(fā)器的速率越來越高,，無論在單板內(nèi)或者通過光纖和背板傳輸,，都會帶來一系列信號完整性問題,。信號完整性，是指系統(tǒng)電路在信號傳輸過程中保持信號時域和頻域特性的能力,。如果信號經(jīng)過信號線傳輸后依舊能保持其正確的功能特性,，即信號在電路中能以正確的時序、幅度,、相位等做出相應(yīng)的動作，就表明該電路有較好的信號完整性,。反之,，就是信號完整性是有一定的問題的。信號完整性問題如何解決,，如何保證誤碼率滿足協(xié)議要求,，從芯片選型、電路設(shè)計,，再到PCB Layout的全過程都需要考慮,。

　　一、高速Serdes信號完整性的問題和影響

　　1,、高速Serdes信號完整性的問題

　　通常電信號在PCB上傳輸?shù)臅r候主要涉及兩個方面反射和插入損耗設(shè)計要求考量,。

　　a、反射

　　反射是指在電信號傳輸時，每一時刻都會遇到一個傳輸線的瞬時阻抗,，當(dāng)該瞬時阻抗發(fā)生變化時,，一部分信號將會反射，另一部分將會繼續(xù)向前傳輸,；或者說反射就是回波,，信號功率的一部分傳輸?shù)骄€上并達到負(fù)載端，但是有一部分反射會回到源端,。

　　反射主要是由阻抗不匹配和stub引起的,。例如線寬不一樣，就會引起阻抗不匹配,，信號傳輸中經(jīng)過的耦合電容,、過孔等位置都是會引起阻抗不匹配。

　　b,、插入損耗

　　插入損耗是由介質(zhì)損耗,、導(dǎo)體損耗、導(dǎo)體表面粗糙度等原因引起來的損耗,。不同的介質(zhì)具備不同的插入損耗,。背板設(shè)計的時候通常采用M4/M6板材取代FR4板材，雖然M4/M6板材成本也比較高也會比較貴,，但是對應(yīng)插入損耗遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于FR4板材,。

　　2、高速Serdes信號完整性的問題影響

　　我們發(fā)送的數(shù)據(jù)有高中低等多種頻率,，其中信號頻率越高,，插入損耗就越大。信號經(jīng)過線路的傳輸,，高頻成分被衰減得更多,，會導(dǎo)致碼間干擾的產(chǎn)生。    碼間干擾,，又稱ISI（Intersymbol interference）,，顧名思義是不同信號（碼元）之間的干擾。碼間干擾造成的后果是前一個bit的波形延伸到了后一個bit位置,。在發(fā)送側(cè)我們發(fā)送的bit是0-1-1-0,，經(jīng)過傳輸后最后一個1的波形延伸到后面一個0的位置，會造成0的電壓變高,，判決時候可能判決成1,，這樣本來發(fā)送的0-1-1-0，在接收端判決成0-1-1-1,。這就是碼間干擾,。碼間干擾的主要原因就是高頻成分損耗大,，低頻成分損耗小。

　　圖一 碼間干擾

　　二,、AMD-XilinxFPGA解決傳輸中的信號完整性方案

　　AMD-Xilinx FPGA在發(fā)送端使用了輸出擺幅,、預(yù)加重、去加重等技術(shù),，其中輸出擺幅通常是用來增加信號的幅度,；在接收端使用了均衡技術(shù)。

　　1,、預(yù)加重后加重技術(shù)

　　為便于信號的傳輸,，而對某些頻譜分量的幅值相對于其他分量的幅值預(yù)先有意予以增強的措施。    預(yù)加重是在電平轉(zhuǎn)換開始前有意過量驅(qū)動,。信號傳輸線表現(xiàn)出來的是低通濾波器特性,，傳輸過程中信號的高頻成分衰減大，低頻部分衰減小,，預(yù)加重技術(shù)的思想就是在傳輸新的始端增強信號的高頻成分,，以補償高頻分量在傳輸過程中的過大衰減。信號的高頻分量主要出現(xiàn)在信號的上升沿和下降沿處,，預(yù)加重技術(shù)就是增強信號上升沿和下降沿的幅度,。

　　圖二 預(yù)加重信號變化

　　我們從時域上看去加重對波形的影響，看上去波形更奇怪一些,，所以去加重有些像無線通訊中的一個術(shù)語“預(yù)失真”,。

　　圖三 預(yù)加重時域波形

　　圖四 后加重時域波形

　　我們可以看到pre-cursor和post-cursor處理的位置不同。預(yù)加重是在信號變化前處理,，后加重是在信號變化后處理,。

　　圖五 使用預(yù)加重前后眼圖對比

　　從圖中我們可以看到，左邊是經(jīng)過去加重的接收眼圖,，右邊是沒有經(jīng)過去加重的接收眼圖,。我們可以看到眼圖的“眼睛”變得更大了。

　　2,、 接收均衡技術(shù)

　　對于GTX/GTH收發(fā)器,，基于系統(tǒng)級的功耗和性能的權(quán)衡，有兩種類型的自適應(yīng)濾波可用：

　　·功耗優(yōu)化和低通道損耗的低功耗模式LPM

　　·均衡更低損耗通道的判決反饋均衡模式DFE

　　a,、LPM

　　LPM模式下應(yīng)用接收的線性濾波器，可衰減低頻信號分量,，放大奈奎斯特頻率附近的分量,，并衰減更高頻率，這樣就抵消了通道的低通特性,。

　　圖六 Serdes LPM Mode

　　可以調(diào)整連續(xù)時間線性均衡增益以優(yōu)化低頻衰減與高頻放大的比率,。缺點則是放大高頻分量的同時噪聲和串?dāng)_也被放大。

　　在GT Wizard中選擇LPM 模式參數(shù)已經(jīng)是自動調(diào)整模式，不需要我們?nèi)ピO(shè)置,。

　　LPM模式的功耗比DFE模式小10%-15%,，在通道損耗小于12db時候建議使用LPM模式。板內(nèi)互聯(lián)情況下通道衰減基本上都小于12db,，使用LPM模式是一個比較好的的選擇,。

　　圖七 AMD-Xilinx FPGA 線性均衡響應(yīng)曲線   b、DFE    DFE模式通過提供更接近的調(diào)整濾波器參數(shù),，提供更好的傳輸通道補償,。但是，DFE模式不能移除發(fā)送bit的預(yù)加重,，只能補償post-cursor,。線性均衡GTX/GTH RX DFE模式是一個離散時間自適應(yīng)高通濾波器，該濾波器系數(shù)TAP由自適應(yīng)算法設(shè)置,。

　　圖八 AMD-Xilinx FPGA Serdes DFE Mode

　　圖九 使用DFE前后對比

　　左圖不使用DFE均衡,，右圖是使用DFE均衡后，眼圖張開的比左圖要大,，紅圈位置是數(shù)據(jù)的變化沿,，DFE延遲0.5個UI，因此在下一個數(shù)據(jù)的跳變沿就開始減去前一個bit帶來的影響,，而不是只在數(shù)據(jù)的采樣位置才作用,，這樣眼圖都變大了，所以DFE的眼圖看起來有不連續(xù)性,。

　　c,、LPM和DFE模式的選擇

　　DFE模式推薦用于中長距離應(yīng)用，在奈奎斯特頻率下的信道損耗為8dB或者以上,。DFE和CTLE相比不會放大噪聲和串?dāng)_,，數(shù)據(jù)經(jīng)過衰減很大的通道后接收的數(shù)據(jù)信號幅度已經(jīng)很小了，這個時候高頻的噪聲和串?dāng)_對信號影響就會很大,。    目前DFE的參數(shù)在FPGA中都是算法自動調(diào)整,，不需要我們?nèi)ピO(shè)置。在使用8B10B編碼的協(xié)議而且數(shù)據(jù)沒有加擾的情況下,，如果線路上長時間發(fā)送固定碼型會使得DFE自動調(diào)整算法漂移,，引起負(fù)面效果。因此在8B/10B編碼而且數(shù)據(jù)沒有加擾的協(xié)議里面是不建議使用DFE的,。而更高速的協(xié)議都是64B/66B,、128B/130B編碼， DFE一般用在這種場合,。

　　另外,，在高速收發(fā)器通過背板連接的應(yīng)用中,，因為過孔和連接器阻抗不匹配引起反射，通道的衰減就像圖中淺綠的線,，在某些頻率點衰減很大,。在這種情況下CTLE的效果就比較差，DFE的效果就會比較好,。

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