1 引言
鋰電池產(chǎn)品以高能量密度,、長循環(huán)壽命、快速充放電,、高電池電壓,、工作溫度范圍廣、無記憶等優(yōu)異特性占據(jù)了市場很大份額,。然而,，鋰電池產(chǎn)品在充放電過程中的過充電,、過放電" title="過放電">過放電、放電過電流及其它異常狀態(tài)(例如負(fù)載短路),，將會(huì)導(dǎo)致內(nèi)部發(fā)熱,，可能引起電池或其它器件的損害，嚴(yán)重影響到電池使用的安全性,。因此,，鋰電池產(chǎn)品保護(hù)電路" title="保護(hù)電路">保護(hù)電路的設(shè)計(jì)應(yīng)用必不可少。
本論文基于標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝,，設(shè)計(jì)了一種全功能電池保護(hù)電路,。通過過放電檢測輸出端、過充電檢測輸出端的CMOS輸出電平控制外接的兩個(gè)N溝道場效應(yīng)開關(guān)晶體管的關(guān)斷,，從而達(dá)到對(duì)電池實(shí)施保護(hù)的目的,。基于全功能電池保護(hù)電路原理,，針對(duì)過放電,、過充電、放電過電流,、負(fù)載短路等異常狀態(tài)設(shè)置了相應(yīng)的保護(hù)機(jī)制,。
2 電池保護(hù)電路原理分析
本論文所設(shè)計(jì)的電池保護(hù)電路應(yīng)用示意圖如圖1所示。實(shí)線框內(nèi)為電池保護(hù)電路的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖,，框外為外圍器件連接示意圖,。
圖1中，DOUT為過放電檢測的CMOS輸出,，COUT為過充電檢測的CMOS輸出,，VDD為電池電壓輸入，VSS為芯片接地引腳,，DS為響應(yīng)延遲時(shí)間縮短控制輸入端,，V-為放電過流檢測端。
在充電時(shí),，若電池電壓高于過充電檢測電壓并保持相應(yīng)的延遲時(shí)間,，COUT端由高電位變?yōu)榈碗娢唬潆娍刂芃OS管MC關(guān)斷,，芯片進(jìn)入過充電保護(hù)狀態(tài),，停止充電。
在放電時(shí),，若電池電壓低于過放電檢測電壓并保持相應(yīng)的延遲時(shí)間,，DOUT端由高電位變?yōu)榈碗娢唬烹娍刂芃OS管MD關(guān)斷，芯片進(jìn)入過放電保護(hù)模式,，停止放電,。
圖1 鋰離子/鋰聚合物電池保護(hù)電路芯片應(yīng)用電路圖以及內(nèi)部系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖
在放電時(shí)，芯片同時(shí)監(jiān)控V-端電壓,。當(dāng)因電流過大引起V-端電壓高于放電過電流檢測電壓,，而低于短路檢測電壓時(shí)，芯片進(jìn)入放電過電流保護(hù)狀態(tài);當(dāng)V-端電壓高于短路檢測電壓時(shí),，芯片進(jìn)入短路保護(hù)狀態(tài),。此時(shí)，DOUT端輸出由高電位變?yōu)榈碗娢?，關(guān)斷MD防止電路中通過強(qiáng)電流,。
圖1中，R1和C1起到對(duì)外接充電器或與其并聯(lián)的二次電池的電壓波動(dòng)進(jìn)行平滑濾波抑制的作用,。而電阻R1,、R2為當(dāng)對(duì)電池反向充電或充電器充電電壓超過芯片絕對(duì)極限額定充電電壓值時(shí)的限流電阻。
該系統(tǒng)中主要包括過充電檢測電路(VD1),、過放電檢測電路(VD2),、放電過電流檢測電路(VD3)和短路檢測電路、電平轉(zhuǎn)換電路,、基準(zhǔn)電路,、振蕩電路" title="振蕩電路">振蕩電路以及偏置電路等。
3 電路設(shè)計(jì)
由于保護(hù)電路依靠電池來供應(yīng)其電源電壓,，為了不影響電池的待機(jī)時(shí)間,，應(yīng)盡可能設(shè)計(jì)低電源電壓、低功耗的電池保護(hù)電路,。
3.1 檢測電路設(shè)計(jì)
由于檢測電路VD1、VD2,、VD3原理類似,，在此以過放電檢測電路(VD2)設(shè)計(jì)為例進(jìn)行分析。為了滿足整個(gè)芯片功耗小的要求,，可設(shè)計(jì)該電路處于亞閾值工作狀態(tài),，有效降低其工作電流及電壓。
圖2 過放電檢測電路過放電檢測電路(VD2)可利用一個(gè)二級(jí)開環(huán)比較器來實(shí)現(xiàn),，如圖2所示,。在設(shè)計(jì)中應(yīng)采用差分輸入并盡可能地提高增益，以滿足精度要求,。該電路中,，第一級(jí)是由MN1,MN2,MP1,MP2,MN3,MN4組成的差分放大器。第二級(jí)是由MP5,MN5組成的單級(jí)放大器。前級(jí)放大器放大輸入的差模信號(hào),，后一級(jí)將前級(jí)的輸出進(jìn)一步放大,，以達(dá)到數(shù)字信號(hào)的輸出電平。該比較器電路的直流增益為：
同時(shí),，還必須考慮諸如傳輸時(shí)延,、輸出電壓擺率、輸入共模范圍等性能,。鑒于大的偏置電流和小的電容可使擺率得到改善,，縮短延遲時(shí)間，因此可通過加大偏置電流而達(dá)到高速,。但是,，一般而言，高速比較器也會(huì)有較高的功耗,。因此在設(shè)計(jì)時(shí)必須在功耗與速度之間進(jìn)行折衷,。相對(duì)于處于飽和區(qū)的比較器而言，工作在亞閾值區(qū)的比較器的延遲時(shí)間顯著增長,，這主要是由于工作在亞閾值區(qū)的偏置電流較小,，電容充放電需要更長的時(shí)間，從而使得延遲時(shí)間變長,。該比較器具有與差動(dòng)放大器類似的ICMR(輸入共模范圍),，其最低輸入電壓應(yīng)小于過放電檢測基準(zhǔn)電壓。
3.2 偏置電路設(shè)計(jì)
偏置電路用于為檢測電路提供穩(wěn)定,、高精度的基準(zhǔn)電壓,，從而檢測過充電、過放電,、放電過電流等狀態(tài),。本論文中設(shè)計(jì)了一種低功耗基準(zhǔn)電路，示于圖3,。
圖3 低功耗基準(zhǔn)電路基于耗盡型NMOS管閾值電壓為負(fù)值,，在VGS=0時(shí)也處于工作狀態(tài)，該特性可有效降低其工作電壓及功耗,。因而,，該基準(zhǔn)電路中利用串聯(lián)的耗盡型NMOS管MN1-MN4、串聯(lián)的增強(qiáng)型NMOS管MN5-MN9,、MN11-MN12和電阻R1,、R2構(gòu)成基于VGS的基準(zhǔn)電壓電路，該基準(zhǔn)電路的輸出為檢測比較器反相端的基準(zhǔn)電壓信號(hào)VREF,。
由于本電路中耗盡管閾值電壓為負(fù)值,，且柵源電壓恒為0,故耗盡型管始終工作在飽和區(qū)。且其電流值恒定為：
同時(shí)為滿足該電路低功耗的要求，應(yīng)盡可能使電路中增強(qiáng)性管工作在亞閾值區(qū),。如圖3所示,，基于襯偏效應(yīng)和源極電位的升高，MN5管工作于亞閾值區(qū),。
即對(duì)于增強(qiáng)型NMOS管,，VTH隨溫度升高而下降，而對(duì)于耗盡型NMOS管,，VTH為負(fù)值,，其絕對(duì)值隨溫度升高而上升。由此推得,，當(dāng)選取合適的參數(shù)時(shí),，本電路的溫度漂移可以控制在較小范圍內(nèi)。
3.3 其余部分設(shè)計(jì)
3.3.1 延時(shí)電路
為了防止干擾信號(hào)使保護(hù)電路產(chǎn)生誤操作,，系統(tǒng)針對(duì)不同的異常狀態(tài),，設(shè)置了相應(yīng)的延遲時(shí)間。
該延遲時(shí)間是由振蕩電路以及計(jì)數(shù)器共同實(shí)現(xiàn),。
振蕩電路采用三級(jí)環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu),，其每一級(jí)由一個(gè)反相器和一個(gè)電容構(gòu)成，該振蕩電路正常工作時(shí),，向計(jì)數(shù)器輸出振蕩方波,，不工作時(shí)輸出高電平。
計(jì)數(shù)器由D觸發(fā)器級(jí)聯(lián)而成,。
3.3.2 電平轉(zhuǎn)換電路
同時(shí),，為了保證充電控制管MC在過充電狀態(tài)下有效關(guān)斷，利用電平轉(zhuǎn)換電路使輸出COUT端為邏輯電路輸出信號(hào)的四級(jí)反相,，從而使COUT端低電平由VSS降至V-,。
3.3.3 待機(jī)狀態(tài)
芯片中的部分電路設(shè)有使能端，為邏輯電路輸出,。當(dāng)保護(hù)電路進(jìn)入過放電保護(hù)狀態(tài)后,，該使能端由高電位變?yōu)榈碗娢唬P(guān)閉相應(yīng)電路,，芯片進(jìn)入待機(jī)狀態(tài)，從而大大降低消耗電流,，減小功耗,。
圖4 過充電保護(hù)及復(fù)原波形圖基于耗盡型NMOS管閾值電壓為負(fù)值，在VGS=0時(shí)也處于工作狀態(tài),，該特性可有效降低其工作電壓及功耗,。因而，該基準(zhǔn)電路中利用串聯(lián)的耗盡型NMOS管MN1-MN4、串聯(lián)的增強(qiáng)型NMOS管MN5-MN9,、MN11-MN12和電阻R1,、R2構(gòu)成基于VGS的基準(zhǔn)電壓電路，該基準(zhǔn)電路的輸出為檢測比較器反相端的基準(zhǔn)電壓信號(hào)VREF,。
由于本電路中耗盡管閾值電壓為負(fù)值,，且柵源電壓恒為0,故耗盡型管始終工作在飽和區(qū)。且其電流值恒定為：
同時(shí)為滿足該電路低功耗的要求,，應(yīng)盡可能使電路中增強(qiáng)性管工作在亞閾值區(qū),。如圖3所示，基于襯偏效應(yīng)和源極電位的升高,，MN5管工作于亞閾值區(qū),。
即對(duì)于增強(qiáng)型NMOS管，VTH隨溫度升高而下降,，而對(duì)于耗盡型NMOS管,，VTH為負(fù)值，其絕對(duì)值隨溫度升高而上升,。由此推得,，當(dāng)選取合適的參數(shù)時(shí)，本電路的溫度漂移可以控制在較小范圍內(nèi),。
3.3 其余部分設(shè)計(jì)
3.3.1 延時(shí)電路
為了防止干擾信號(hào)使保護(hù)電路產(chǎn)生誤操作,，系統(tǒng)針對(duì)不同的異常狀態(tài)，設(shè)置了相應(yīng)的延遲時(shí)間,。
該延遲時(shí)間是由振蕩電路以及計(jì)數(shù)器共同實(shí)現(xiàn),。
振蕩電路采用三級(jí)環(huán)形振蕩器結(jié)構(gòu)，其每一級(jí)由一個(gè)反相器和一個(gè)電容構(gòu)成,，該振蕩電路正常工作時(shí),，向計(jì)數(shù)器輸出振蕩方波，不工作時(shí)輸出高電平,。
計(jì)數(shù)器由D觸發(fā)器級(jí)聯(lián)而成,。
3.3.2 電平轉(zhuǎn)換電路
同時(shí)，為了保證充電控制管MC在過充電狀態(tài)下有效關(guān)斷,，利用電平轉(zhuǎn)換電路使輸出COUT端為邏輯電路輸出信號(hào)的四級(jí)反相,，從而使COUT端低電平由VSS降至V-。
3.3.3 待機(jī)狀態(tài)
芯片中的部分電路設(shè)有使能端,，為邏輯電路輸出,。當(dāng)保護(hù)電路進(jìn)入過放電保護(hù)狀態(tài)后，該使能端由高電位變?yōu)榈碗娢?，關(guān)閉相應(yīng)電路,，芯片進(jìn)入待機(jī)狀態(tài),，從而大大降低消耗電流，減小功耗,。
圖4 過充電保護(hù)及復(fù)原波形圖4 仿真結(jié)果及分析
本芯片采用0.6μm的標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝,。使用49級(jí)HSPICE模型進(jìn)行仿真。圖4為過充電保護(hù)及復(fù)原波形圖,，圖5為過放電保護(hù)及復(fù)原波形圖,。
正常工作時(shí)，該芯片的消耗電流為2.11μA,而處于待機(jī)狀態(tài)時(shí)的消耗電流僅為0.03μA,。過充電過放電的電壓檢測精度約為25mV,。
圖5 過放電保護(hù)及復(fù)原波形圖
5 結(jié)論
為滿足低功耗要求，設(shè)計(jì)了基于亞閾值區(qū)的基準(zhǔn)電路及比較器,，并設(shè)置了待機(jī)狀態(tài),。經(jīng)仿真驗(yàn)證，本芯片滿足功能,、性能設(shè)計(jì)要求,，已經(jīng)流片成功。