引言

　　傳統(tǒng)的相控整流器和二級(jí)管整流器存在功率因數(shù)" title="功率因數(shù)">功率因數(shù)低,、電流諧波含量高,、對(duì)電網(wǎng)污染嚴(yán)重等缺點(diǎn)。高頻PWM整流器" title="PWM整流器">PWM整流器功率因數(shù)可達(dá)1,，輸入電流為正弦,，且可向電網(wǎng)回饋能量,克服了傳統(tǒng)整流器的缺點(diǎn)。高頻PWM整流器在控制算法上一般采用電壓,、電流雙環(huán)設(shè)計(jì),，以控制直流輸出電壓的穩(wěn)定并使輸入電流為正弦。在電流控制" title="電流控制">電流控制算法上,，常常采用將模型轉(zhuǎn)換到同步旋轉(zhuǎn)的dq坐標(biāo)系的方法,，以實(shí)現(xiàn)d、q軸電流的解耦控制為目標(biāo),，這種算法常常需要鎖相環(huán)等環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)d,、q軸的定位，比較復(fù)雜,。本文研究了一種預(yù)測(cè)電流控制法,，能實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的快速響應(yīng),，且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單,。

　　1 三相高頻PWM整流器模型和預(yù)測(cè)電流控制的基本原理

　　三相電壓型高頻PWM整流器主電路如圖1所示。由圖1可得

　　式中：USa,，USb,，USc分別為三相電源電壓；

　　iSa,，iSb,，iSc為相應(yīng)的三相電流；

　　UCa,，UCb,，UCc分別為A，B,，C三點(diǎn)處的電壓,，為三個(gè)控制量，決定于各橋臂的占空比和直流輸出電壓,；

　　L為各相串聯(lián)電感的電感量,。

　　用前向差商代替微分對(duì)式（1）離散化,，得

　　式中：Ts為采樣周期。

　　為了減小時(shí)延的影響,，可利用已知狀態(tài),，預(yù)測(cè)下一個(gè)采樣時(shí)刻達(dá)到電流iSi＊所需的控制電壓USi＊，因此,，由式（2）可得

　　式（3）的意義是,，根據(jù)當(dāng)前已知的狀態(tài)變量USi(k)及iSi(k)和參數(shù)值Ts及L以及下一步指令電流值iSi＊(k＋1)，預(yù)測(cè)使電流在第k＋1步達(dá)到iSi＊(k＋1)所需的電壓UCi＊(k),。如果在此瞬間在圖1的A,、B、C三點(diǎn)處能分別得到式（3）所要求的電壓,，那么在第k＋1步即可得到所需要的電流iSi(k＋1),。

　　式（3）中預(yù)測(cè)電流值由式（4）得出

　　式中：I＊為直流輸出電流的指令值，在穩(wěn)態(tài)時(shí)為一個(gè)恒定直流量,。

　　穩(wěn)態(tài)時(shí)USa2＋USb2＋USc2及Uo也為恒定直流量,，因此，iSi＊與USi成正比,。由于USi為正弦,，因此，預(yù)測(cè)電流值（即電流指令）iSi＊與輸入電壓形狀相同,，都為正弦,，相位也相同，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)為1的控制,。由式（4）得

　　這說(shuō)明式（4）式保證了輸入輸出功率的平衡,，即按式（4）給出的電流預(yù)測(cè)值既可控制輸入電流的波形，也可控制其大?。ㄒ蚨部刂屏溯敵龉β实拇笮,。?/p>

　　2 控制環(huán)路的設(shè)計(jì)

　　采用預(yù)測(cè)電流控制方法后,，電流環(huán)的響應(yīng)非?？欤捎靡粋€(gè)一階慣性環(huán)節(jié)代替,。雖然三相電流是各自正弦變化的,，但從功率平衡角度來(lái)說(shuō)，等效于直流電壓,、電流的變化,。因此，整個(gè)系統(tǒng)的控制環(huán)路可等效為圖2結(jié)構(gòu)。

　　圖2中C為電解電容的電容值,。直流輸出電流指令I(lǐng)＊由輸出直流電壓的指令Uo＊和反饋值Uo之差e=Uo＊－Uo放大得到,。

　　由式（4）可見(jiàn)，為了保證輸入電流的正弦形,，指令電流I＊的波動(dòng)要盡量平緩,，換句話說(shuō)由式（6）決定的輸出電壓控制器的帶寬要盡量地窄。由于電網(wǎng)頻率為50Hz,，因此,，電壓環(huán)的帶寬要遠(yuǎn)低于50Hz。但為了使動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間不至于過(guò)慢,，帶寬又要求越寬越好,。綜合上述兩方面因素，實(shí)際系統(tǒng)中轉(zhuǎn)折頻率取為ω=1/τ=2π5s－1,。由于采樣周期Ts很小,，帶寬又很低，高頻濾波環(huán)節(jié)影響很小,，因此,，式（7）可簡(jiǎn)化為G=(Kp/τ C)(1＋sτ)/s2，其波特圖如圖3所示,。圖3中τ=30ms,，電壓環(huán)的放大倍數(shù)Kp=C/(2τ)，相角裕度約45°,。按此設(shè)計(jì)的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)可以使系統(tǒng)絕對(duì)穩(wěn)定,。

　　3 矢量控制算法

　　按式（3）算出的各相電壓值與三角波比較，可得出各橋臂的開(kāi)關(guān)時(shí)刻,，這就是一般的SPWM法,，如圖4(a)所示。

　　也可采用矢量控制法,，其本質(zhì)是對(duì)零狀態(tài)的控制,。如可令一個(gè)PWM周期中的三相線電壓為零的狀態(tài)（即零矢量狀態(tài)）全部固定為上橋臂全導(dǎo)通，如圖4(b)所示,。這時(shí)三相調(diào)制電壓變?yōu)?/p>

　　并有

　　可見(jiàn)，三相調(diào)制電壓同時(shí)偏移某個(gè)值后其合成的空間電壓矢量不變,，因而控制效果不變,。但這樣處理帶來(lái)許多好處，如開(kāi)關(guān)次數(shù)降低,、母線電壓利用率提高,、轉(zhuǎn)換效率提高等。

　　4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　為了驗(yàn)證所提出的三相高頻整流器最小損耗控制方法的正確性，試制了一臺(tái)3kW樣機(jī)并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究,。其中濾波電感為6mH,，濾波電容為500μF，開(kāi)關(guān)頻率為10kHz,?？刂齐娐芬訢SP（TMS320LF2407A）為核心構(gòu)成全數(shù)字化控制器，如圖5所示,。電流環(huán),、電壓環(huán)和空間矢量PWM算法全部由軟件實(shí)現(xiàn)。圖6(a)為交流輸入電壓為三相250V,，輸出直流電壓為500V時(shí)的輸入電壓,、電流和直流輸出電壓波形圖，圖6(b)為交流輸入電壓為三相380V,，輸出直流電壓為600V時(shí)相應(yīng)的波形圖,。可見(jiàn)輸入電流為正弦波且與輸入電壓相位是一致的,。當(dāng)輸入電壓與輸出電壓差別較大時(shí),，電流控制得更好些。

　　5 結(jié)語(yǔ)

　　本文研究了一種三相高頻PWM整流器的電流控制方法,，能實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電流快速,、精確的控制。分析了系統(tǒng)的環(huán)路傳遞函數(shù),，給出了設(shè)計(jì)方法,。指出采用矢量控制可降低開(kāi)關(guān)次數(shù)和開(kāi)關(guān)損耗，提高系統(tǒng)的運(yùn)行效率,。最后給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果,。