0 引言

    PWM整流器以其高功率因數(shù),，輸入電流諧波成分少且易于控制等優(yōu)勢在諸多場合中得到廣泛應用^[1-3]。其中,，系統(tǒng)控制策略決定了PWM整流器的工作性能,，工程中常通過引入坐標變換方式實現(xiàn)系統(tǒng)的有功無功的解耦控制設計^[4-6]。而由于坐標變換運算較為復雜且單相系統(tǒng)虛擬量的構建不便于模擬電路實現(xiàn),，因此,，PWM整流器常采用數(shù)字控制^[7-8]的形式，該方式由于AD轉換環(huán)節(jié)的引入,，其量化誤差在一定程度上降低了系統(tǒng)控制精度,，其次，采樣與計算延時也會降低系統(tǒng)帶寬,，在某些情況下系統(tǒng)會發(fā)生振蕩甚至失去穩(wěn)定性,。

    針對以上問題，本文提出一種坐標變換模擬實現(xiàn)電路，由全通濾波器實現(xiàn)周期正弦信號的延時,，結合運算放大器構成的運算電路實現(xiàn)坐標變換,，應用該電路并結合運算電路實現(xiàn)了單相PWM整流器旋轉坐標系下的雙環(huán)控制，進一步在DQ坐標系下分析了系統(tǒng)模型與控制結構并給出了補償器參數(shù)的設計方法,。最后,，通過實驗驗證了電路設計的有效性與補償器參數(shù)設計的正確性。

1 單相PWM整流器DQ坐標系雙環(huán)控制

    單相PWM整流器拓撲結構如圖1所示,，其中v_s為電源電壓,，i_s為網(wǎng)測電流，i_dc為直流側輸出電流,，R_L為負載電阻,，L為交流側儲能電感，起到傳遞能量,，抑制電流高次諧波的作用,，R_s為交流側的等效電阻主要表現(xiàn)為電感寄生電阻。

    為實現(xiàn)有功無功的解耦控制,，文獻[4]給出了一種DQ坐標系下的雙環(huán)控制策略,，分析了系統(tǒng)的控制結構，并進行了仿真驗證,。本文對此提出了一種模擬電路實現(xiàn)上述所提控制,，圖2為其實現(xiàn)框圖。

2 模擬控制電路設計

    由圖2控制框圖可看出系統(tǒng)包含延時電路,、dq變換及dq反變換電路,、補償器電路、運算電路和PWM調(diào)制電路設計,。

2.1 延時電路設計

    對于單相PWM整流器輸入電流i_s只有一相,，為進行坐標變換，通過全通濾波器電路實現(xiàn)相位延時90°構建其虛擬正交量,，電路如圖3所示,。

    其傳遞函數(shù)G_d(s)為：

2.2 dq變換及dq反變換電路設計

    dq變換矩陣T與dq反變換矩陣T^-分別為：

    為實現(xiàn)坐標變換，需分別構建d軸基準信號cosωt與q軸基準信號sinωt,。本文將交流側輸入電壓v_s經(jīng)霍爾傳感器得到的采樣信號作為d軸基準,，其采樣系數(shù)為1/v_m，再由d軸基準通過圖3的延時電路作為q軸基準,，最后結合運放構成的運算電路即可實現(xiàn)坐標變換與坐標反變換,，電路分別如圖4和圖5所示。

2.3 電壓電流補償器設計

    圖6給出了單相PWM整流器DQ變換雙環(huán)控制傳遞函數(shù)框圖,，其中為實現(xiàn)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)無差,，電壓補償器G_cu(s)與電流補償器G_ci(s)分別采用線性PI控制器,，其中，G_cu(s)=k_pu+k_iu/s和G_ci(s)=k_pi+k_ii/s分別為電壓與電流控制器的傳遞函數(shù),；G₁(s)為控制電壓到輸出的傳遞函數(shù),，G₂(s)為整流器交流側電流d軸分量i_d到直流側輸出電流idc的傳遞函數(shù)。

2.3.1 補償器參數(shù)設計

    考慮到控制電壓改變時,，脈寬調(diào)制器和PWM整流器需經(jīng)過短暫的延遲才能反映到輸出,，延遲時間一般取開關周期的一半，即可等效為一階慣性環(huán)節(jié)：

    為得到電壓環(huán)傳遞函數(shù),，應首先確定G₂,，當整流器工作在單位因數(shù)整流時,，PWM調(diào)制器采用雙極性SPWM調(diào)制,，定義開關函數(shù)p為：

2.3.2 補償器電路設計

    由于補償器為PI控制器，則選用圖7所示的基本的運算放大器構成,，傳遞函數(shù)G_c(s)為：

2.4 調(diào)制電路設計

    PWM調(diào)制為雙極型SPWM調(diào)制,，開關管PWM信號由比較器與反相器輸出，原理圖如圖8所示,。

3 實驗驗證

    表1給出了實驗主電路參數(shù),，為驗證系統(tǒng)分析與電路設計的正確性，采用小功率實驗板簡化設計,。由式(11)和式(19)可得出補償器參數(shù)k_pi=10,，k_ii=1 000，k_pu=45,，k_iu=225 000,，代入式(20)可得補償器電路具體參數(shù)。

    圖9給出了坐標變換基準信號,，實現(xiàn)了工頻信號的90°相移,。圖10為坐標變換測試波形，輸入信號為v_s,，可以看到d軸分量v_d為10 V,，交軸分量v_q為0 V，驗證了坐標換電路的正確性,。圖11分別給出了i_d^*=2 A,，i_q^*=0 A和i_d^*=3 A，i_q^*=0 A電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)實驗波形,，實現(xiàn)了電流指令的跟蹤,，其中電流波形存在一定畸變，這是由于電路中元件參數(shù)不可避免存在一定誤差,。圖12給出了雙閉環(huán)電壓定向控制實驗波形,，實現(xiàn)了輸出電壓穩(wěn)定無差,，輸入功率因數(shù)接近于1。

4 結論

    本文給出了坐標變換的具體實現(xiàn)電路,，并實現(xiàn)了單相PWM整流器DQ變換的雙環(huán)控制,，進一步分析了得出控制參數(shù)設計結果，實驗驗證了所提電路及參數(shù)設計的正確性,，為在DQ坐標系下所構建的控制策略提供了一種簡單有效的模擬電路實現(xiàn)方案,。

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作者信息：

劉  煒,，盧偉國

（重慶大學 電氣工程學院輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術國家重點實驗室,，重慶400044）