服務(wù)器,、磁盤陣列和其他高可用性系統(tǒng)幾乎無一例外被要求在無需關(guān)閉供電系統(tǒng)的情況下更換功能模塊。系統(tǒng)工作時更換模塊通常被稱為熱插拔,。能夠提供熱插拔功能的一個關(guān)鍵因素，是對每個可互換模塊的本地電源系統(tǒng)進行適當?shù)墓芾怼?/p>
為了支持熱插拔,，印刷電路板等部件必須能夠可靠地執(zhí)行幾項操作,，其中電源管理最為關(guān)鍵,。當電路板插到較大系統(tǒng)時,，分配給其他系統(tǒng)和使這塊電路板初始化之前，電路板的熱插拔控制器必須確保連接器的電源是穩(wěn)定的,。對于板上流過小電流,，可以用MOSFET數(shù)字開關(guān)來切換電路板上的電源。對于更大的電流(例如10安培的電流),，則需要采用更復(fù)雜的開關(guān)策略,，以避免引起總線級電源瞬變,，導(dǎo)致?lián)p壞MOSFET電流開關(guān)。使系統(tǒng)級性能達到最高要求具有頂級熱插拔管理功能與低級別的開關(guān)控制功能間的緊密協(xié)調(diào),，如時序和故障檢測。雖然有可能用硬連線的電路實現(xiàn)這樣的系統(tǒng),，使用可編程系統(tǒng)器件往往是更簡單和有成本效益的。
熱插拔電源開關(guān)
熱交換模塊連接器的電源引腳通常不會直接連接到模塊的內(nèi)部電源總線,。更普通的方案是用MOSFET或其他類型的電源開關(guān)器件隔離總線電源,，如圖1所示。通過MOSFET M1,，該電路控制+12V單總線電源連接至板端電壓,，這個電路采用了萊迪思半導(dǎo)體公司的ispPAC-POWR-1014可編程電源管理器件,。該電路其他部分實施的獨立功能包括：
圖1——熱插拔控制器通常采用一個功率MOSFET（M1）,，在內(nèi)部板正確插入插槽后,，將總線電源和內(nèi)部板供電系統(tǒng)連接,。萊迪思的ispPAC-POWR1014通過可編程邏輯和模擬功能可根據(jù)應(yīng)用需求提供智能化的控制,。
1. 電壓監(jiān)控——通過電阻分壓器R1/R2和R7/R8
2. 電流檢測——通過RSENSE和一個ZXCT1009差分放大器
3. 高壓MOSFET驅(qū)動器——ispPAC器件的CHARGE_PUMP信號是方波，用于加在C2兩端的高電壓(> +12V),，可以用來完全開啟N溝道MOSFET M1,。通過Q2的緩沖SHUT_DOWN信號控制M1的柵極電壓。
采用了最少的內(nèi)部電容,，模塊消耗少量的功率,，可以簡單地通過開啟M1至低阻的開狀態(tài)(硬開關(guān))來使這個模塊迅速上電。然而,，模塊擁有更大功率的要求時,，這將導(dǎo)致大的開啟電流瞬間通過M1,，因為當CL在充電過程中，在電源和地之間將出現(xiàn)瞬時的短路電流,。由此產(chǎn)生的瞬間電流會產(chǎn)生兩個問題：首先,，它可以導(dǎo)致總線電源電壓下降，有可能影響其他共享總線電源模塊的操作,；其次,，敏感性降低，瞬變電流可能會損壞MOSFET,，其結(jié)果是降低了長期的可靠性或完全失敗,。
通過MOSFET或其他純電阻器件，充電電容(C)上升到電壓源(V)時,，消耗在MOSFET上的總消耗能量為CV2/2,，與最終被儲存在電容中的能量相同。這獨立于MOSFET導(dǎo)通電阻或需要充電的時間,。而消耗的總能量是不容協(xié)商的,，它消散的速率——瞬時功率是可以控制的,。例如,，使用小導(dǎo)通電阻的MOSFET在短時期間形成大功率的耗散,，而有較大導(dǎo)通電阻的器件將經(jīng)歷一個較長時間的更低功率耗散,。在最大功率耗散和需要充電模塊的本地電容之間作出平衡的關(guān)鍵,，是有效的實現(xiàn)熱插拔設(shè)計,。
圖2 MOSFET的安全工作區(qū)域(SOA)圖說明了器件在漏極-源極電壓和漏極電流組合下的安全極限。不同的控制策略可以用來避免當MOSFET用作熱插拔負載開關(guān)時被過分驅(qū)動,。
根據(jù)安全工作區(qū)(SOA)圖(見圖2)，安全耗散給定的功率數(shù)額的MOSFET時間通常在器件的數(shù)據(jù)手冊上進行了說明,。根據(jù)不同組合的漏極到源極電壓(VDS)和漏電流(ID),，SOA圖表說明了MOSFET仍然可以安全保持偏置的最大時間,。在這個SOA圖中,，重疊的VDS和ID的“軌跡”對應(yīng)要討論的控制方案。
如果迅速地開關(guān)MOSFET(圖2所示的黑色“硬開關(guān)”曲線),，就會最初化至VDS的最大值，ID只受到溝道電阻和寄生阻抗的限制,，諸如PCB走線和電感,。當負載電容充電時,，MOSFET的工作點向左移動到更有利的情況,。如果工作點不能夠迅速地轉(zhuǎn)變，MOSFET可能損壞或毀壞,。而即使選擇了一個具有足夠大功率耗散功能的MOSFET,，初始浪涌電流可能會破壞總線電源的問題仍然存在,。
浪涌電流控制
避免突然開啟MOSFET所帶來問題的一個常用技術(shù)是柵極電壓逐漸上升,，以足夠慢的速率使負載電容的電壓跟蹤最小VGS電壓,。這確保了工作點將保持在低電流區(qū)域，接近SOA圖的底部,。通過適當選擇C2的值，可以很容易地用圖1的電路實現(xiàn)這個策略,。
雖然這種方案實現(xiàn)是比較簡單的,，在上述方案中的斜坡上升率必須有大的裕度，以適應(yīng)MOSFET和電源總線負載電容的變化,。對于小電流至中等電流的應(yīng)用,，指定一個稍大的MOSFET可能不是一筆很大的額外費用,，也許可以通過簡化的控制成本來進行調(diào)整,。在其他情況下,，必須對板上的大電容進行充電，這種做法可能會導(dǎo)致很大的時間延遲,，這是指當一個模塊插入到更大的系統(tǒng)時,，以及當它準備開始運作時之間的時間,。
采用電流檢測硬件,，使用負反饋控制，就有可能保持恒定電流通過SOA,。通過提供精確的漏電流調(diào)節(jié),，MOSFET的開關(guān)軌跡(圖2,，簡單的電流限制)可以設(shè)定為更大的電流,，要比在開環(huán)方式下前一種單純的增加?xùn)艠O電壓情況更加謹慎。因為出于診斷目的常常需要監(jiān)測電流,，電流檢測硬件可能已經(jīng)用于現(xiàn)有的設(shè)計，在這種情況下只需要增加控制邏輯,。
圖3周期性的遲滯電流限制允許MOSFET電流增加到一個可允許的最大值,，然后再降低回稍低的水平,。這種技術(shù)提供了線性電流控制的許多優(yōu)點,，同時避免了許多潛在的穩(wěn)定性問題。
然而,，可靠地實現(xiàn)線性電流模式控制可能會非常棘手,，可能有不穩(wěn)定和不受控制的振蕩情況,。另一種方法是使用一個遲滯控制電路(圖3),，其中MOSFET電流保持在更低和更高的閾值之間,。在遲滯控制方案中，MOSFET柵極電壓斜坡上升直到漏電流達到預(yù)先設(shè)定的上限值,。在這一點上，柵極電壓下降直到漏電流低于預(yù)定的低閾值,。然后重復(fù)這一過程,，漏極電流在兩個閾值之間變化,。
雖然遲滯控制可用少量分立元件來實現(xiàn),，也可以只用ispPAC可編程電源管理實現(xiàn),，如圖1中的電路,。電源管理器件的每個電壓監(jiān)控引腳都支持有獨立的可編程高壓和低壓閾值的雙比較器功能。針對MOSFET的柵極電壓和相應(yīng)的漏極電流,，編程這個器件的FET驅(qū)動器輸出至較大的電流,，提供了更快的速度，但仍控制了上升時間,。用可編程器件來管理電流控制過程的另一個好處是它很簡單,，充分整合熱插拔控制邏輯且能滿足電路板所需的正常工作要求。例如,，可以對電源管理器件編程,，允許電路板初始化的短時間內(nèi)有更大的電流,，然后無縫地轉(zhuǎn)換到正常的工作模式，MOSFET完全開啟,，并以較低的閾值監(jiān)測電流,，檢測電路板的故障情況。
優(yōu)化開關(guān)性能
電源管理器件的可編程特性支持用戶實現(xiàn)更高的優(yōu)化控制技術(shù),，而幾乎沒有或增加額外的成本,。這樣的技術(shù)實例是在兩個不同的階段對電路板上的電容充電，小電流的初始階段和大電流的最后階段,，如圖4所示,。
圖4兩相開關(guān)的原理是開關(guān)MOSFET在VDS高電壓時，以較小電流對板上電容進行充電,，然后當電容部分充電后,，電流增加，MOSFET電壓VDS降低,。
這個復(fù)雜性的價值在于它優(yōu)化了充電速率,，使MOSFET的工作點更緊密地跟隨該器件的SOA曲線約束(如圖2中2個階段的電流限制圖)。這對先前闡述的恒流充電方案有兩個好處,。首先,，通過充電周期切換到一個更大電流的中間，需要更短的時間使負載電容上升到工作電壓,；第二,，這個方案只適用于MOSFET工作在更大電流的情況，當器件的VDS相對較小,，功耗最小時,。這使得設(shè)計人員根據(jù)所要求的性能指定更小、更便宜的MOSFET,。盡管該技術(shù)是直接用可編程控制器實現(xiàn)熱插拔,，如ispPAC電源管理器件，如果是用固定功能的熱插拔控制器來實現(xiàn),，就需要大量額外的硬件和設(shè)計投入?？删幊绦砸彩沟迷O(shè)計人員更改控制參數(shù)更加簡單,，更容易使用相同的基本電路以適應(yīng)于多個應(yīng)用，而很少或根本不改變硬件,。