許多系統(tǒng)設(shè)計人員使用Σ-Δ型 ADC 和 RTD（電阻式溫度檢測器）進行溫度測量,，但實現(xiàn) ADC 數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的高性能時有困難,。例如,，一些設(shè)計人員可能只能從 16 位至 18 位 ADC 獲得 12 至 13 個無噪聲位,。本文介紹的前端技術(shù)能夠使設(shè)計人員在其系統(tǒng)設(shè)計中獲得 16 個以上的無噪聲位,。

    在比率式測量中使用 RTD 有一定優(yōu)勢,，因為它能消除激勵電流源的精度和漂移等誤差源,。下面是 4 線 RTD 比率式測量的典型電路,。4 線式配置的優(yōu)勢是可消除由引腳電阻產(chǎn)生的誤差,。

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    圖 1. 4 線 RTD 比率式測量電路,。

    我們可以從上述電路推導出下面兩個公式：

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    當 ADC 工作在雙極性差分模式時，計算 RTD 電阻（RRTD）的通用表達式如下所示：

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    其中：

    CodeRTD 為 ADC 碼,。

    CodeADC_Fullscale 為 ADC 滿量程代碼,。

    RTD 的測量電阻值理論上僅與基準電阻的精度和漂移相關(guān),。 通常，RREF 為精確的低漂移電阻,，精度為 0.1%,。

    當工程師使用此類電路設(shè)計產(chǎn)品時，他們會在模擬輸入和外部基準電壓源引腳前添加一些電阻和電容,，以獲得低通濾波和如圖 2 所示的過電壓保護,。在本文中，我們將展示選擇合適的電阻和電容以獲得更好的噪聲性能時應該考慮的因素,。

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    圖 2. 典型 4 線 RTD 比率式測量電路,。

    從圖 2 中可以看出，R1,、R2,、C1、C2 和 C3 用作為差分和共模電 壓信號提供衰減的一階低通 RC 濾波器,。R1 和 R2 的值應相同,， C1 和 C2 的值也選擇相同的值。同樣,，R3,、R4、C4,、C5 和 C6 用 作參考路徑的低通濾波器,。

    共模低通 RC 濾波器

    圖 3 所示為共模低通濾波器等效電路。

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    圖 3. 共模低通濾波器,。

    因為 a 點的共模電壓等于 b 點的電壓,，所以沒有電流流過 C3。 因此,，共模截止頻率可表示為：

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    差分模式低通 RC 濾波器

    為了更好地理解差分信號的低通 RC 濾波器截止頻率,，可將圖 4 中的 C3 電容視作圖 5 中的兩個獨立電容：Ca 和 Cb。

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    圖 4. 差分模式低通濾波器,。

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    圖 5. 差分模式低通濾波器等效電路,。

    圖 5 中，差分模式截止頻率為：

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    通常,，C3 的值是 Ccm 的值的 10 倍,。這是為了降低 C1 和 C2 不一致 產(chǎn)生的影響。例如,，如圖 6 所示,，ADI 電路筆記 CN-0381 中使 用模擬前端設(shè)計時，差分信號的截止頻率約為 800 Hz，共模 信號的截止頻率約為 16 kHz,。

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    圖 6. 使用 AD7124 進行 RTD 測量的模擬輸入配置,。

    電阻和電容考慮

    除了作為低通濾波器的一部分外，R1 和 R2 還可提供過電壓保 護,。如果圖 6 中的 AD7124-4 AIN 引腳前使用的是 3 kΩ電阻,，則最高可保護 30 V 接線錯誤。不建議在 AIN 引腳前使用更大的電阻,，原因有二。第一,，它們將產(chǎn)生更大的熱噪聲,。第二，AIN 引腳具有輸入電流,，電流將流經(jīng)這些電阻并引入誤差,。這些輸入電流的大小不是恒定值，不匹配的輸入電流將產(chǎn)生噪聲,，并且噪聲將隨電阻值增大而增大,。

    電阻和電容值對確定最終電路的性能至關(guān)重要。設(shè)計人員需要理解其現(xiàn)場要求,，并根據(jù)上述公式計算電阻和電容值,。對于具有集成激勵電流源的 ADI Σ-Δ型 ADC 器件和精密模擬微控 制器，建議在 AIN 和基準電壓源引腳前使用相同的電阻和電容值,。這種設(shè)計可確保模擬輸入電壓始終與基準電壓成比例,， 并且激勵電流的溫度漂移和噪聲所引起的模擬輸入電壓的任何誤差，都可通過基準電壓的變化予以補償,。

    用比率式測量法測得的 ADuCM360 噪聲性能

    ADuCM360 是完全集成的 3.9 kSPS,、24 位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，在單芯片上集成雙路高性能多通道Σ-Δ型 ADC,、32 位 ARM? Cortex?-M3 處理器和 Flash/EE 存儲器,。同時還集成了可編程增益儀表放大器、精密帶隙基準電壓源,、可編程激勵電流源,、靈活的多路復用器以及其它許多特性。它可與電阻式溫度傳感器直接連接,。

    使用 ADuCM360 進行 RTD 測量時,，REF–引腳通常接地，因此圖 2 中的 R4 和 C5 無電流通過,，可將其移除,。C4 和 C6 并聯(lián)一起。 由于 C4 遠遠小于 C6，因此可忽略,。最后便可得到簡單的模擬 前端電路,，如圖 7 所示。

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    圖 7. 用于 RTD 測量的 ADuCM360 模擬前端電路,。

    表 1 列出了模擬和參考輸入路徑前具有匹配和不匹配濾波器時 的噪聲水平,。使用 100 Ω精密電阻代替 RRTD，以測量 ADC 輸入 引腳上的噪聲電壓,。RRef 的值為 5.62 kΩ,。

    Table 1. Noise Test Results

    不同模擬前端設(shè)計的優(yōu)異解析

    從表 1 我們可以看出，使用 R1 和 R2 的值與 R3 相同的匹配模擬前 端電路時,，噪聲與不匹配電路相比降低約 0.1 μV 至 0.3 μV,，這 意味著 ADC 無噪聲位的數(shù)量增加約 0.25 位至 16.2 位，ADC PGA 增益為 16,。