0 引言

    光伏、風(fēng)力,、燃料電池等新能源具有清潔,、無污染、儲量豐富等優(yōu)點(diǎn),，其開發(fā)與利用已成為緩解全球能源危機(jī)和環(huán)境污染的重要途徑^[1],。

    然而單一的新能源發(fā)電系統(tǒng)容易受到地理環(huán)境、氣候等因素影響,，存在供電不連續(xù),、穩(wěn)定性較差等缺陷，為提高供電系統(tǒng)穩(wěn)定性和靈活性,，需要采用多種新能源聯(lián)合供電的分布式發(fā)電系統(tǒng)^[2-3],。

    傳統(tǒng)的新能源分布式發(fā)電系統(tǒng)中，光伏電池、風(fēng)力發(fā)電機(jī)等新能源發(fā)電設(shè)備分別通過一個單輸入直流變換器進(jìn)行功率變換,，并將各路直流變換器輸出端串聯(lián)或并聯(lián)構(gòu)成公共的直流母線,，再級聯(lián)一個Buck型逆變器向交流負(fù)載供電或并網(wǎng)發(fā)電^[4-5]。文獻(xiàn)[5]提出了一種具有兩級功率變換的風(fēng)光互補(bǔ)發(fā)電系統(tǒng),，由兩個Buck/Buck-Boost直流變換電路與一個Buck型逆變電路兩級級聯(lián)構(gòu)成,，實(shí)現(xiàn)了多輸入源最大功率并網(wǎng)，但每一路輸入源都需要單獨(dú)控制,、電路拓?fù)鋸?fù)雜,、體積龐大、成本較高,，其實(shí)用性受到很大程度的限制,。

    為了簡化電路結(jié)構(gòu)，降低體積重量和成本,，有必要將多個單輸入直流變換器集成一體化^[6-9],。文獻(xiàn)[7]論述了一種Buck/Boost/Buck-Boost多輸入直流變換器型分布式發(fā)電系統(tǒng)，多輸入源以斬波形式串聯(lián)連接,，該直流變換器具有多輸入源可同時(shí)供電,、占空比調(diào)節(jié)范圍較大等優(yōu)點(diǎn)，但續(xù)流回路存在多個二極管,，不易擴(kuò)展,。文獻(xiàn)[8]論述了一種兩級多繞組Buck直流變換器型分布式發(fā)電系統(tǒng)，其中,，多繞組Buck型直流變換器中的多輸入源通過多個全橋Buck逆變單元與一個多繞組高頻變壓器連接,，該分布式發(fā)電系統(tǒng)具有輸入輸出間及多輸入源間高頻隔離、占空比調(diào)節(jié)范圍寬等優(yōu)點(diǎn),，但變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜,、功率器件多、控制復(fù)雜,。

    本文提出了一種分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入直流變換器,，具有電路結(jié)構(gòu)簡潔、功率器件電壓應(yīng)力低,、控制簡單,、集成度高、易于擴(kuò)展等特點(diǎn),。分析研究了其最大功率輸出能量管理控制策略和穩(wěn)態(tài)原理特性，最后通過3 kW的樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性和可行性,。

1 電路拓?fù)?/strong>

    分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入直流變換器電路拓?fù)?，是由兩個并聯(lián)分時(shí)選擇支路和一個Buck型直流變換器級聯(lián)構(gòu)成，如圖1所示。其中,，每個并聯(lián)分時(shí)選擇支路是由并聯(lián)選擇開關(guān)S_s1（S_s2）和反向阻斷二極管D_s1（D_s2）串聯(lián)構(gòu)成的,。

    分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入直流變換器將兩路不穩(wěn)定的輸入源電壓U_i1、U_i2變換成正弦雙半波電壓u_L(電流i_L),，具有如下特點(diǎn)：(1)兩輸入源共同使用一個Buck型直流變換器,，電路拓?fù)浜啙崳瑢儆趩渭壒β首儞Q,；(2)雙輸入選擇開關(guān)在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)分時(shí)工作,，兩輸入源分時(shí)向負(fù)載供電，功率開關(guān)器件電壓應(yīng)力低,；(3)負(fù)載與輸入源之間高頻電氣隔離,，電壓匹配能力強(qiáng)；(4)通過控制選擇開關(guān)S_s1,、S_s2的占空比可以實(shí)現(xiàn)雙輸入源輸出功率的調(diào)節(jié)和雙輸入源的優(yōu)先或充分利用,。

2 能量管理控制策略

2.1 最大功率輸出能量管理控制策略

    為了充分利用兩路新能源，分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入DC-DC變換器采用最大功率輸出能量管理SPWM控制策略^[9-10],，如圖2所示,。其中，u_{gs_Ss1},、u_{gs_Ss2}和u_{gs_S1-4}分別為并聯(lián)選擇開關(guān)S_s1,、S_s2及高頻逆變開關(guān)S_1-4的驅(qū)動信號。

    該能量管理SPWM控制策略是間接地通過對正弦雙半波負(fù)載電流瞬時(shí)值和兩輸入源輸出功率之比的控制來實(shí)現(xiàn)兩輸入源的最大功率輸出,，主要包括對兩路輸入源的MPPT控制和負(fù)載電流的正弦雙半波控制,。工作過程如下：(1)分別采樣兩路輸入源的電壓和電流，經(jīng)MPPT控制算法后得到的輸出值作為電壓外環(huán)的參考信號U_i1*和U_i2*,，參考信號與采樣信號經(jīng)PI運(yùn)算后再與正弦基準(zhǔn)信號一起送入乘法器,，其輸出分別作為電感電流的給定。圖中的i_L1和i_L2分別為兩輸入源根據(jù)能量管理得到各自需要提供給負(fù)載的功率后,，在同一個電感電流上體現(xiàn)出來的兩個分量,。(2)電感電流反饋值與基準(zhǔn)值進(jìn)行比較及PI運(yùn)算后得到兩路誤差信號，定義第一路誤差信號為i_e1,，兩路誤差信號之和為i_e2,，再分別將i_e1與i_e2經(jīng)絕對值電路后與鋸齒波u_c交截，所產(chǎn)生的PWM脈沖信號u_k1和u_k2經(jīng)邏輯組合電路后得到選擇開關(guān)管S_s1和S_s2對應(yīng)的驅(qū)動信號,，載波二分頻信號分別和u_k2經(jīng)邏輯與得到逆變橋四個開關(guān)管S₁~S₄的驅(qū)動信號,。

2.2 雙模式MPPT控制算法

    為了能同時(shí)實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)簡單和控制精度高的要求，本文采用開路電壓法和擾動觀察法相結(jié)合的雙模式MPPT算法實(shí)現(xiàn)光伏電池MPPT控制^[11-12],，如圖3所示,。

    系統(tǒng)啟動前,，檢測光伏電池的開路電壓，光伏電池最大功率點(diǎn)的參考值取為0.8倍開路電壓值,，提高系統(tǒng)跟蹤速度,。此后，在擾動觀察法的作用下,，實(shí)時(shí)檢測電壓電流參數(shù),，最終使光伏陣列逐漸穩(wěn)定在最大功率點(diǎn)附近。雙模式MPPT算法具有跟蹤速度快,、控制精度高等特點(diǎn),，兼具開路電壓法和擾動觀察法的優(yōu)點(diǎn)，能夠有效地實(shí)現(xiàn)光伏電池MPPT控制,。

3 穩(wěn)態(tài)原理特性分析

    分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入DC-DC變換器在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)選擇開關(guān)S_s1和S_s2分時(shí)導(dǎo)通,，兩路輸入源依次供電，共有5種工作模態(tài),，如圖4所示,。

    工作模態(tài)1：選擇開關(guān)S_s1和阻斷二極管D_s1導(dǎo)通，S_s2和D_s2截止,，高頻逆變開關(guān)S₁和S₄導(dǎo)通,，輸入源U_i1通過U_i1-S_s1-D_s1-S₁-N₁-S₄回路流通，高頻變壓器一次繞組電壓為上正下負(fù),，為+1態(tài),，副邊繞組通過N₂-D₁-L_f-u_L-D₄回路向負(fù)載供電，電感電流i_Lf以(U_i1N₂/N₁-U_L)/L_f的斜率上升,。

    工作模態(tài)2：選擇開關(guān)S_s1和阻斷二極管D_s1截止,，S_s2和D_s2導(dǎo)通，高頻逆變開關(guān)S₁和S₄導(dǎo)通,，輸入源U_i2經(jīng)U_i2-S_s2-D_s2-S₁-N₁-S₄回路將輸入電壓加在高頻變壓器原邊繞組兩端,，其電壓上正下負(fù)，為+1態(tài),，副邊繞組通過N₂-D₁-L_f-u_g-D₄回路向負(fù)載供電,，電感電流i_Lf以(U_i2N₂/N₁-U_L)/L_f的斜率上升。

    工作模態(tài)3：選擇開關(guān)S_s1,、S_s2均截止,，副邊整流二極管D₁、D₂,、D₃,、D₄均處于導(dǎo)通狀態(tài)，電感電流i_Lf通過整流二極管構(gòu)成續(xù)流回路,，電感電流以-U_L/L_f的斜率減小,。

    工作模態(tài)4：選擇開關(guān)S_s1和阻斷二極管D_s1導(dǎo)通,，S_s2和D_s2截止，高頻逆變開關(guān)S₂和S₃導(dǎo)通,，輸入源U_i1通過U_i1-S_s1-D_s1-S₂-N₂-S₃構(gòu)成的回路將輸入電壓加在高頻變壓器原邊繞組兩端，其電壓上負(fù)下正,，為-1態(tài),，副邊繞組通過N₂-D₂-L_f-u_L-D₃回路向負(fù)載供電，電感電流i_Lf以(Y_i1N₂/N₁-Y_L)/K_f的斜率上升,。

    工作模態(tài)5：選擇開關(guān)S_s1和阻斷二極管D_s1截止,，S_s2和D_s2導(dǎo)通，高頻逆變開關(guān)S₂和S₃導(dǎo)通,，輸入源U_i2通過U_i2-S_s2-D_s2-S₂-N₁-S₃回路流通,，高頻變壓器原邊繞組電壓為上負(fù)下正，為-1態(tài),，副邊整流二極管D₂,、D₃導(dǎo)通，副邊繞組通過N₂-D₂-L_f-u_L-D₃回路向負(fù)載供電,，電感電流i_Lf以(U_i2N₂/N₁-U_L)/L_f的斜率上升,。

    由各模態(tài)等效電路可知，在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)逆變橋開關(guān)管各導(dǎo)通一次,，選擇開關(guān)S_s1和S_s2在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)+1態(tài)和-1態(tài)階段均導(dǎo)通一次,，即在一個開關(guān)周期內(nèi)分別開通和關(guān)斷兩次。

4 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)

    設(shè)計(jì)實(shí)例：兩路輸入源均采用瑞佳通可編程直流電源TC.P.16.800.400.PV.HMI模擬供電,，額定最大功率點(diǎn)電壓U_i1=288 V,、U_i2=250 V，輸出電壓220 V正弦雙半波,，負(fù)載額定功率P=3 kW,，高頻逆變開關(guān)頻率f_s=30 kHz，高頻變壓器磁芯為Mn-Zn R2KBD型鐵氧體PM74/59,、繞組匝比N₂:N₁=24:17,，輸入濾波電容C_i1=C_i2=1.88 mF，濾波電感L_f=1.2 mH,，濾波電容C_f=2.2 μF,，S_s1-S_s2選用IXFH60N50P3型MOSFET，S₁-S₄選用IXFH34N50P3型MOSFET,，D_s1-D_s2選用DPG30I400HA型快恢復(fù)二極管,，D₁-D₄選用DSEI30-06A型快恢復(fù)二極管，控制芯片采用TMS320F28069,、主頻90 MHz,。

    設(shè)計(jì)并研制的3 kVA分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入直流變換器樣機(jī)在帶正弦雙半波電壓源負(fù)載,、兩輸入源最大功率點(diǎn)處時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，如圖5所示,。

    圖5實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：(1)S_s1和S_s2在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)分時(shí)導(dǎo)通,，開關(guān)頻率為60 kHz，電壓應(yīng)力小,，如圖5(a),、圖5(b)所示；(2)高頻逆變開關(guān)S₁~S₄在一個高頻開關(guān)周期各導(dǎo)通一次,，開關(guān)頻率為30 kHz,，電壓應(yīng)力為輸入電壓最大值，如圖5(c),、圖5(d)所示,；(3)副邊整流二極管端電壓被箝位到電容電壓，如圖5(e),、圖5(f)所示,；(4)變壓器副邊繞組電壓u_N2正負(fù)半周對稱，呈現(xiàn)+1態(tài)和-1態(tài),，如圖5(e),、圖5(f)所示；(5)輸出正弦雙半波電流質(zhì)量高且與正弦雙半波電壓同頻同相,，波形THD小,，如圖5(g)所示。

5 結(jié)論

    本文所提出分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入直流變換器電路拓?fù)?，是由兩個并聯(lián)分時(shí)選擇支路和一個Buck型直流變換器級聯(lián)構(gòu)成的,，具有結(jié)構(gòu)簡潔、高頻電氣隔離,、單級功率變換,、體積重量小、輸出波形質(zhì)量高,、易于擴(kuò)展等優(yōu)點(diǎn),。

    系統(tǒng)采用最大功率輸出能量管理SPWM控制策略，通過輸入電壓環(huán)和SPWM電流瞬時(shí)值控制,，實(shí)現(xiàn)雙輸入源最大功率輸出和輸出電流正弦雙半波的控制,。

    該直流變換器在一個高頻開關(guān)周期內(nèi)有5個工作模態(tài)，并聯(lián)選擇開關(guān)Ss1和Ss2分時(shí)導(dǎo)通,，兩路輸入源分時(shí)向負(fù)載供電,，開關(guān)器件電壓應(yīng)力低。

    本文設(shè)計(jì)并研制了3 kVA分時(shí)供電全橋Buck型雙輸入直流變換器樣機(jī),，具有電路結(jié)構(gòu)簡潔,、體積重量小,、負(fù)載電流質(zhì)量高等優(yōu)良性能，驗(yàn)證了所提出電路拓?fù)浜涂刂撇呗缘恼_性與可行性,。

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作者信息:

李釗欽，陳道煉

(青島大學(xué) 電氣工程學(xué)院,，山東 青島266071)