在功率電子中,，根據(jù)特定應用，已經(jīng)成功地采用了幾種脈沖寬度調(diào)制（PWM）方案,。大多數(shù)傳統(tǒng)PWM方案（本質(zhì)上是確定性的）生成預定的諧波含量,。這可能會在實際應用中產(chǎn)生許多問題,，如噪聲、無線電干擾和機械振動,。在需要減輕對環(huán)境和其他設(shè)備的干擾的應用中,，例如工業(yè)電機驅(qū)動器、牽引驅(qū)動器,、電動汽車,，傳統(tǒng)的PWM方案因自身原因不能高效地運行，需要添加如電磁干擾（EMI）濾波器等附加設(shè)備,。有一種方法可以應對這些問題,，就是增加傳統(tǒng)PWM方案的開關(guān)頻率，即> 18kHz,。不過,，這會導致開關(guān)損耗顯著增加。在這種應用中,，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)隨機脈沖寬度調(diào)制（RPWM）可以有效地減輕這些問題,，且不用顯著增加開關(guān)頻率,。
在RPWM中,，每個開關(guān)脈沖的寬度隨機變化。這導致諧波簇在很大范圍內(nèi)擴散,，從而減小了單獨濾波器的尺寸,，或完全避免在某些應用中使用濾波器。RPWM技術(shù)已成功用于許多功率電子應用中,，例如 在需要檢查噪聲的工業(yè)電機控制驅(qū)動器中,。
通常，使用DSP和FPGA實現(xiàn)用于復雜商用系統(tǒng)的高頻PWM和RPWM信號,。不過,，這些器件更通用,、功能更強大、且更靈活,，自然也就比較貴,。使用低成本的Dialog CMIC可以滿足RPWM生成所需的相似精度和高頻時序要求。許多合適的RPWM方案,，尤其是開環(huán)應用,，可以用Dialog CMIC來實現(xiàn)。因此,，嵌入式DSP,、MCU或FPGA的顯式編程或編碼可以由GreenPAK? designer中提供的簡單接口所取代。此外,，整個控制電路的尺寸也會顯著減小,。
有幾種方法可以為三相逆變器應用生成RPWM。此應用筆記中,，我們介紹了一種合適的RPWM技術(shù),，它可以使用現(xiàn)成的GreenPAK CMIC資源來實現(xiàn)。RPWM技術(shù)使用雙矩陣CMIC SLG46620實現(xiàn),。還提供了適當?shù)睦碚摻ㄗh和實驗結(jié)果,，包括輸出電壓波形及其諧波含量，可以證明所建議的策略是合理的,。
建議的RPWM方案
驅(qū)動三相逆變器的RPWM方案的框圖如圖1所示,。
圖1：建議方案的框圖
兩個鋸齒信號，標記為p2和p3（值范圍：0-1）,，相位相差180°C,，與恒定值p1（值范圍：0-1）進行比較，得出標記為p5和p6的不同類型的脈沖,。p5和p6脈沖的波形如圖2和圖3所示,。采用圖4所示波形的二進制偽隨機數(shù)發(fā)生器（標記為p4），使用上面框圖中所示的邏輯運算符從信號p5和p6中隨機選擇一個脈沖,。這會生成一系列脈沖p10,，如圖5所示。信號p10通過AND門,，同樣的還有脈沖發(fā)生器1到6所生成的10ms長脈沖,，標記為p11、p12,、p13,、p14、p15和p16。請注意,，對于完整的180?C導通模式,，脈沖發(fā)生器的輸出脈沖相對于彼此有60?C的相位差。最后,，在AND操作之后,，信號p17、p18,、p19,、p20、p21和p22成為三相逆變器的功率級中采用的功率開關(guān)的柵極驅(qū)動信號,。
根據(jù)施加的柵極信號接通和斷開開關(guān)（通常是MOSFET或IGBT）,，以獲得逆變器輸出端的三相平衡電壓波形。
圖2：RPWM方案中幾個階段的模擬信號波形
在Matlab/Simulink環(huán)境中對50 Hz（基波）RPWM三相逆變器系統(tǒng)進行仿真,，相間輸出波形如圖3所示,。輸出電壓波形有效地由隨機信號p10調(diào)制，并實現(xiàn)120 ?C 的相移,。
圖3：模擬的輸出相間電壓波形
參考值的選擇
參考信號p1提供了一種根據(jù)主觀聲響應控制特定應用的逆變器輸出的頻譜內(nèi)容的方法,。從1到0.5的參考值變化使頻譜內(nèi)容變平，從而減輕了開關(guān)頻率倍數(shù)處的尖峰,。不過,，這也降低了信號基波分量的幅度。圖4顯示了對于Vdc = 312V和載波頻率= 12.5kHz,，輸出相間電壓的頻譜內(nèi)容如何在參考值從p1 = 0.8減小到p1 = 0.5時發(fā)生變化,。
圖4：頻譜隨參考值的變化而變化
不推薦將參考值進一步降低到0.5以下，因為開關(guān)頻率的倍數(shù)尖峰開始增多,，而且基波分量也會降低,。
GreenPAK 設(shè)計
圖5：SLG46620在RPWM方案中的角色
圖5顯示了Dialog CMIC SLG46620如何在整個方案中發(fā)揮功能。CMIC的基本操作是生成隨機PWM調(diào)制信號,，該信號施加在逆變器功率級中使用的開關(guān)裝置的柵極端子處,。
圖6：設(shè)計矩陣0
圖7：設(shè)計矩陣1
逆變器輸出電壓的基頻選擇為50 Hz。選擇SLG46220是因為它提供了足夠的資源來執(zhí)行預期的設(shè)計,。矩陣0和1設(shè)計分別如圖6和圖7所示,。在矩陣0中，通過以級聯(lián)（concatenated）方式連接DFF,，并在反饋環(huán)路中使用異或門生成偽隨機信號（PBRS）P0,，如圖6所示,。DFF由來自振蕩器模塊OUT0的12.5kHz時鐘信號驅(qū)動,。
對于鋸齒載波信號的生成，建議使用FSM塊。在UP = 0的設(shè)定模式下配置的FSM0和FSM1分別由計數(shù)器CNT1/DLY1和CNT3/DLY3饋送,，生成頻率為1.6875MHz的脈沖,。兩個FSM中的計數(shù)器值設(shè)置為134（輸出周期80 us），以實現(xiàn)所需的12.5 kHz分立鋸齒信號,。為了在兩個鋸齒信號之間實現(xiàn)180 °C相移,，在FSM1使用由CNT9/DLY9饋送的管道延遲40μs后，啟用FSM0,。
兩個鋸齒波載波信號通過FSM0和FSM1的Q字節(jié)輸出端口饋入DCMP0和DCMP1,，與恒定參考信號（在寄存器DCMP0和DCMP1內(nèi)配置）進行比較，如圖7所示,。由于計數(shù)器運行達到值134,，參考值相對于134給出，例如67等于0.5（67/134）的值,。兩個DCMP（p5和p6）的輸出進一步與來自LFSR（p4）的輸出信號及其反相值（p7）一起傳遞到兩個AND門,。向或門饋入這些AND門的輸出，以隨機獲得DCMP的兩個輸出之一,?；蜷T的輸出（p10）還進一步用于調(diào)制逆變器的驅(qū)動信號。
計數(shù)器CNT0 / DLY0被配置為生成周期為10ms的脈沖,，以便生成50Hz頻率（基波）的輸出電壓,。這些脈沖被饋送到以反相模式配置的DFF，輸出反饋到輸入,，以生成50Hz方波脈沖序列,。為確保標記為p11至p16的輸出脈沖相位相差60 °C，建議使用管道延遲模塊,。將計數(shù)器CNT5/DLY5,、CNT6/DLY6和CNT7/DLY7級聯(lián)以提供周期為3.33ms的脈沖。這些脈沖通過非門饋入管道延遲,，因為管道延遲通過計算輸入上升沿的數(shù)量產(chǎn)生延遲,，而計數(shù)器通過復位輸入復位為0，生成重復的下降沿,，周期為3.33 ms,。輸出0和1的管道延遲分別為輸入脈沖提供3.33 ms和6.66 ms的時間延遲。三個信號,，即管道延遲的輸入和兩個延遲輸出,，被進一步反相，以提供彼此相移60°的共6個脈沖（p11-p16）,。這些50 Hz,、60?C相移脈沖與隨機脈沖序列（p10）一起進一步被傳遞到AND門，為3相逆變器提供最終驅(qū)動信號。
實驗結(jié)果
我們開發(fā)了圖8中描繪的硬件原型,，以實驗驗證所提出的RPWM方案,。為確保同一支路中的兩個開關(guān)不會同時打開，我們在硬件中生成了一個死區(qū),。
圖8：原型硬件
圖9：放大的相間輸出電壓波形
圖10：參考值為0.8的Vab,、Vac和FFT
圖11：參考值為0.5的Vab、Vac和FFT
圖9顯示了輸出相間電壓的放大波形,。很明顯,，波形是根據(jù)需要隨機調(diào)制的。
在圖10中,，顯示了輸出相間電壓信號Vab（黃色）和Vac（藍色）,。此外，還顯示了參考值≈0.8（107/134）的Vab（紅色）的FFT圖,。盡管頻譜中的擴展是明顯的,，但是如理論所示，觀察到兩倍于開關(guān)頻率的尖峰,，即25kHz,。
圖11顯示了參考值= 0.5（67/134）時的輸出相間電壓信號Vab（黃色）和Vac（藍色）以及Vab（紅色）的FFT圖?？梢钥吹筋l譜變得更平坦,，而且實現(xiàn)了顯著的擴散。
總結(jié)
可以使用不同的技術(shù)生成用于三相逆變器的RPWM信號,，通常在工業(yè)應用中使用較貴的DSP和FPGA來實現(xiàn)期望的結(jié)果,。在本應用筆記中，我們介紹了使用低成本Dialog SLG46620 CMIC實現(xiàn)針對三相逆變器應用的RPWM生成技術(shù),。通過恰當?shù)哪M和實驗結(jié)果,，已經(jīng)確定所提出的技術(shù)是有效的，SLG46620 IC提供了足夠的資源來實現(xiàn)預期的結(jié)果,。