0 引言

    功率分配器（功分器）作為微波系統(tǒng)的基本元件,，在陣列天線,、功率放大器、混頻器等微波系統(tǒng)中都有很廣泛的應(yīng)用^[1],。同時(shí),，不等分功器也頻繁地出現(xiàn)在這些應(yīng)用中。隨著多頻通信系統(tǒng)的發(fā)展,，針對(duì)雙頻帶的不等分功分器已經(jīng)出現(xiàn)了大量的研究^[2],。為了實(shí)現(xiàn)不等分功分器的雙頻工作，復(fù)合左右手傳輸線(CRLH TL)被用于不等分功分器的設(shè)計(jì)^[3],。

    本文首先通過理論分析,，導(dǎo)出基于CRLH TL的不等分功分器的S參數(shù)。然后,，通過應(yīng)用CRLH TL的雙頻特性,，結(jié)合不等分功分器的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了一款能夠同時(shí)工作在1 GHz和2.2 GHz的雙頻不等分功器。并使用CAD軟件對(duì)電路進(jìn)行電磁仿真和電路參數(shù)優(yōu)化,，最后通過對(duì)比仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果,，驗(yàn)證了理論的正確性。

1 不等分功分器的電路結(jié)構(gòu)

    基于CRLH TL的不等分功分器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示,。

其中,，CRLH TL的特征阻抗為Z_k1，Z_k2,。R為端口2和端口3的隔離電阻,。

    四分之一波長CRLH TL的ABCD參數(shù)為：

其中,，Z_in1和Z_in2為特征阻抗，分別為Z_k1和Z_k2的CRLH TL端接負(fù)載時(shí)的輸入阻抗,，在確定CRLH TL的結(jié)構(gòu)后,，可由式(2)計(jì)算得出。

    端口1的反射系數(shù)為：

    為了計(jì)算S₂₃,，先讓端口1端接負(fù)載Z₀,，然后通過分析該二端口網(wǎng)絡(luò)來獲得端口2、端口3的耦合情況,。如圖2所示,，可用Π型等效網(wǎng)絡(luò)來表示這個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)^[5]。

    該二端口網(wǎng)絡(luò)實(shí)際上由特征阻抗為Z_k1的CRLH TL,、并聯(lián)電阻Z₀和特征阻抗為Z_k2的CRLH TL級(jí)聯(lián)而成,。可先求出各個(gè)部分的ABCD參數(shù),，相乘后將ABCD參數(shù)轉(zhuǎn)換成Y參數(shù)即可,。該二端口網(wǎng)絡(luò)的ABCD參數(shù)為：

    當(dāng)G=1/R=-Y₂₃時(shí)，端口2和端口3去耦合,。同時(shí),，隔離電阻也可以由式(10)求出：

2 雙頻四分之一波長CRLH TL

    CRLH TL一個(gè)單元的集總元件（LE）等效模型如圖3所示。

    為了說明CRLH TL的雙頻特性,，令L_R=2.5 nH,，C_R=1 pF，L_L=2.5 nH,，C_L=1 pF,，N=10。此時(shí)CRLH TL的特征阻抗Z_C=Z_R=Z_L=50 Ω,，屬于平衡的CRLH TL,。在圖4中做出CRLH TL的解卷繞相位響應(yīng)(Unwarpped Phase)，圖4中的PRH和PLH的相位響應(yīng)可以通過分別令L_L=0,，C_L=0和L_R=0,，C_R=0來獲得。

    可以通過合理地設(shè)置L_R,、C_R,、L_L、C_L來改變CRLH TL相位響應(yīng)的偏移量(offset)和斜率(slope),。

    對(duì)于單節(jié)四分之一波長PRH傳輸線,，在工作頻率為f1時(shí)，相位響應(yīng)為-π/2,。在工作頻率為f₂=3f₁時(shí),，相位響應(yīng)為-3π/2。若要在任意兩個(gè)頻率(f₁,，f₂)實(shí)現(xiàn)(-π/2,，-3π/2)的相位響應(yīng)，可通過使φ_C(f₁)=-π/2,，φ_C(f₂)=-3π/2,，求解式(5)、式(6),、式(11)來獲得LE等效模型的元件值,，然后再尋找合適的物理結(jié)構(gòu)加以實(shí)現(xiàn)。

    本文通過使用SMT片上元件結(jié)合傳輸線來實(shí)現(xiàn)N個(gè)單元的CRLH TL,，如圖5所示,。

    在確定工作頻率(f₁，f₂)所對(duì)應(yīng)的相位響應(yīng)(-π/2,，-3π/2)后,，使用如下設(shè)計(jì)公式^[6]，可以直接計(jì)算出圖5所示的N個(gè)單元組成的CRLH TL的LE等效模型元件值,。

    令Z_k1=Z_R1=Z_L1=51.5 Ω,，f₁=1 GHz，f₂=2.2 GHz,，N=2代入式(12),、式(13)求解方程可得L_R1=9.39 nH，C_R1=3.54 pF,，L_L1=22.8 nH,，C_L1=8.59 pF。同理,，令Z_k2=Z_R2=Z_L2=103 Ω,，N=2，求解方程可得L_R2=18.1 nH,，C_R2=1.77 pF,，L_L2=45.5 nH，C_L2=4.29 pF,，其中L_L和C_L均可使用集總元件實(shí)現(xiàn),。

    最后，將L_R,、C_R代入式(9)可算出φ_RH均為-2.29,，則圖3中兩側(cè)傳輸線電長度的總和為131°。具體的θ₁和θ₂不需要相等,，可根據(jù)外部電路作調(diào)整,。

3 仿真設(shè)計(jì)

    傳統(tǒng)的單頻不等方法功分器的分支線為四分之一波長傳輸線,。若想在任意兩個(gè)頻率下引入(-π/2，-3π/2)的相位響應(yīng),，可將傳統(tǒng)不等分功分器分支線使用CRLH TL實(shí)現(xiàn),，原理圖如圖6所示。

    仿真結(jié)果采用厚度為1 mm,，介電常數(shù)和損耗角正切分別為ε_r=4.4@1 GHz,，tanδ=0.01@1 GHz的FR4板材作為襯底。

    如圖7所示,，由于SMT片上元件均為離散值,，因此L_L和C_L可以選取最接近理論計(jì)算結(jié)果的SMT片上元件值，通過EM和原理圖聯(lián)合仿真對(duì)電路參數(shù)優(yōu)化,，優(yōu)化后的電路元件參數(shù)值示于表1,。

    將仿真結(jié)果顯于圖8和圖9，并結(jié)合式(21)~式(24)的理論計(jì)算結(jié)果進(jìn)行對(duì)比,。在1 GHz和2.2 GHz時(shí),，理論值與仿真結(jié)果的S₁₁和S₂₃均小于-20 dB，這表明端口1在這兩個(gè)工作頻率均匹配,，并且端口2和端口3去耦合,。同時(shí)，在1 GHz和2.2 GHz時(shí),，理論值與仿真結(jié)果的Δ=S₂₁-S₃₁≈3 dB,。這表明端口2和端口3的功率比約為2。

4 結(jié)論

    本文分析了CRLH TL的相位響應(yīng),，并利用其雙頻特性,，通過使用SMT片上元件結(jié)合傳輸線的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了雙頻四分之一波長CRLH TL，并將其應(yīng)用到不等分功分器以實(shí)現(xiàn)雙頻工作,。最后,，通過理論分析推導(dǎo)出這種三端口網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)，通過CAD軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證并優(yōu)化設(shè)計(jì),。理論分析結(jié)果與仿真數(shù)據(jù)基本吻合,，驗(yàn)證了理論的正確與設(shè)計(jì)的可行性。

參考文獻(xiàn)

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作者信息:

林劍欣，余  凱,，李思臻,，章國豪

（廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州510000）