0 引言

    隨著開關電源趨于高頻化,，高性能的變換器拓撲結構應運而生，LLC諧振變換器作為軟開關電源拓撲的一種,，不僅能夠在寬輸入電壓下實現(xiàn)軟開關,，且具有很高的轉換效率，不同工作頻率下產(chǎn)生可變電壓增益,，是目前最具前景的變換器拓撲之一，廣泛應用于開關電源,、通信電源等高頻電源領域^[1],。

    目前較為主流的軟開關電源拓撲有移相全橋PWM變換器和LLC諧振變換器。文獻[2]提出一種三電平ZVS PWM變換器,，適用于寬輸入電壓場合,，但隨著輸入電壓的增高，環(huán)路電流隨之增大,，導致整個電路效率下降,。三電平LLC串聯(lián)諧振變換器在軟開關狀態(tài)下電壓調節(jié)范圍較窄，為了實現(xiàn)寬范圍電壓增益,，文獻[3]提出了相移控制和頻率調制混合控制策略,，但在輕載時效率較低，且隨著開關頻率的增大,，次級漏感對輸入輸出電壓增益影響不可忽略,。文獻[4]在半橋LLC串聯(lián)諧振變換器基礎上結合次級漏感進行改進,，以改善高開關頻率下的模型精度。

    本文采用非對稱脈沖寬度調制,，控制系統(tǒng)采用功率控制回路和頻率跟蹤回路,，非對稱脈沖寬度調制(APWM)作為功率調節(jié)，鎖相環(huán)(PLL)作為頻率跟蹤控制,。同時結合次級漏感進行改進,，以改善高開關頻率下的模型精度。

1 LLC串聯(lián)諧振變換器工作模態(tài)

    圖1為三電平半橋LLC串聯(lián)諧振變換器的等效電路模型,，初級側為兩個半橋LLC串聯(lián)連接,，共用一個諧振電感L_r，使得每個開關管兩端的電壓箝位在輸入電壓的一半,；次級側為一個倍壓整流器,，L_s，lk為變壓器次級側漏感,。每組半橋LLC串聯(lián)電路中上面的開關管Q₁,、Q₃由恒定占空比同時驅動，下面的開關管Q₂,、Q₄開通與上面開關管形成互補,。

    三電平半橋LLC串聯(lián)諧振變換器在兩級控制回路下工作波形如圖2所示，通過對占空比的控制實現(xiàn)高效輸出,。

    每個開關周期分成6個階段,，圖3所示為變換器正半周運行電路。

    階段1[t₀～t₁]：t₀時刻,，Q₁,、Q₃零電壓開通，L_r與C_r1,、C_r2同時發(fā)生諧振,，流過諧振電感L_r的電流i_Lr逐漸增大，變壓器初級側電壓箝位在nU₀,，通過勵磁電感的電流i_Lm正向線性增長,，這個階段的電流如下表示：

    階段2[t₁～t₂]：t₁時刻，i_Lr(t)=i_Lm(t),，此時,，D₁零電流關斷，勵磁電感參與諧振,，變壓器一次側沒有能量傳遞到二次側,，負載的電能由輸出電容提供。期間電流可以表示如下：

    階段3[t₂～t₃]：t₂時刻,，Q₁,、Q₃關斷,，Q₁、Q₃兩端電壓從0開始線性增長,，Q₂,、Q₄兩端電壓從V_in/2減小至 i_Lm(t₂)，當Q₁,、Q₃兩端電壓為V_in/2時,，次級側D₂導通，L_r與C_r1,、C_r2再次發(fā)生諧振,，t₃時刻Q₂、Q₄零電壓開通,。這個階段的電流表示如下：

    階段4～6的工作原理以及工作電路分別與階段1～3類似,，由于篇幅所限，不再贅述,。

2 LLC變換器兩級控制策略

    通常情況下,，效率取決于變換器的電壓轉換比。在諧振頻率下,，LLC變換器的電壓轉換比只與變壓器的匝數(shù)比有關,。然而，由于頻率恒定,，在傳導損耗變得可以忽略不計的輕載條件下,，鐵損在總損耗中占主導地位。因此,，為了提高輕載效率,，降低變壓器磁芯損耗至關重要。

    本文采用兩級控制架構,，變頻非對稱脈寬調制作為功率環(huán),，通過對占空比的調節(jié)改變輸出功率,，提高輕載效率,；鎖相環(huán)回路作為頻率環(huán),，追蹤諧振頻率,?？刂平Y構框架圖如圖4所示,。

3 功率環(huán)設計

    在軟換向滿載條件下,，次級側整流二極管的高反向電壓是由次級漏感中的大電壓變化引起的,。本文結合次級漏感對LLC諧振變換器模型進行改進,，采用改進型FHA模型對階段1輸入輸出電壓增益和諧振回路阻抗進行分析，原理圖如圖5所示,。

    電壓增益表達式如下：

其中L_s,，lk為次級側漏感,，f_r1，mod,、f_r2,，mod分別為次級側漏感參與諧振和不參與諧振時的諧振頻率。

4 仿真分析

    為了驗證反饋控制器的有效性,，本文在Saber環(huán)境下搭建了基于雙環(huán)控制的串聯(lián)LLC諧振變換器仿真模型,，同時加入反饋控制電路。

    圖6為兩個反饋補償器閉環(huán)增益,，高交叉頻率下沒有相位裕度,，具有穩(wěn)定性問題；低交叉頻率穩(wěn)定性相對較好,，動態(tài)性能較差,。

    直線為考慮反饋補償器時間延遲的閉環(huán)幅頻相頻特性曲線，虛線為不考慮時間延遲的幅頻相頻曲線,。從圖6可以看出,，忽略補償器時間延遲的情況下，沒有相位裕度,，系統(tǒng)缺乏穩(wěn)定性,。

5 實驗驗證

    根據(jù)上述理論推導及分析結果搭建了一臺5 kW的實驗樣機，具體參數(shù)如下：輸入電壓U_in=400～600 V,，輸出電壓U_o=500 V,，輸出電流I_o=10 A，開關頻率f_s=100 kHz,，諧振頻率f_r=121.3 kHz,，諧振電容C_r1=C_r2=96.4 nF，諧振電感L_r=21.7 μH,，勵磁電感L_m=120.6 μH,，數(shù)字控制器采用恩智浦的STM32f407。

    圖7分別為采用兩級控制和傳統(tǒng)控制的諧振電流波形圖,，負載為20%,。

    從圖7中可以看出，與傳統(tǒng)的控制方式相比,，采用兩級控制策略能在輕載狀況下降低變壓器的最大磁通量和工作頻率,，從而可以提高輕載效率，優(yōu)化了系統(tǒng)的動態(tài)性能,。

    圖8為輕載時效率與輸出電壓之間的關系,，傳統(tǒng)的功率變換器設計在輸出整流器中顯示出大的初級循環(huán)電流和高開關損耗，加入雙環(huán)控制使得系統(tǒng)在輕載條件下效率提升3%。

6 結論

    本文采用兩級控制環(huán)路對串聯(lián)LLC諧振變換器進行控制,，功率環(huán)通過改變占空比調制輸出功率,，頻率環(huán)追蹤諧振頻率，不僅可以在寬負載范圍內實現(xiàn)開關管ZVS和整流二極管ZCS,，同時提高了輕載效率,。另外，對于反饋補償器的設計,，分析了數(shù)字控制器的延時效應,，獲得適當?shù)慕徊骖l率和足夠的相對穩(wěn)定性。5 kW的實驗樣機驗證了該控制策略可以在輕載情況下提升3%的效率,。

參考文獻

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作者信息：

董飛駒,，邵如平,，王  達

(南京工業(yè)大學 電氣工程與控制科學學院，江蘇 南京211816)