0 引言

    混頻器是收發(fā)機系統(tǒng)中的關鍵模塊,，主要作用是對頻率進行變換^[1],。上混頻器用在發(fā)射機中，下混頻器用在接收機中,。通信領域當前的熱點集中在怎樣實施第五代移動通信（5G）,，如今各大射頻廠商正在積極研發(fā)第五代通信產(chǎn)品，學術界也有大量論文證明了可實現(xiàn)5G通信產(chǎn)品電路,，K/Ka波段獲得極大的關注^[2],。可用來實現(xiàn)5G通信電路的工藝有CMOS工藝,、砷化鎵(GaAs)工藝,、氮化鎵(GaN)工藝等。CMOS工藝關注度比較高,，價格低廉,，可以與數(shù)字電路大規(guī)模集成，但缺點也明顯：載流子速度比較低,，截止頻率低,，功率密度小，實現(xiàn)超高頻電路難度比較大,，COMS硅基襯底損耗也是個嚴重問題,，在實現(xiàn)片上無源器件電感,、變壓器、巴倫的品質因數(shù)Q也會比較小^[2],?？捎脕韺崿F(xiàn)混頻器電路的結構有很多種，可分為有源與無源混頻器,。無源混頻器結構簡單,，工作頻帶寬，缺點是損耗比較大,，轉換增益為負,。有源混頻器有單平衡和雙平衡，單平衡本振隔離要遜色于雙平衡結構^[3],。本文采用的主體結構為Gilbert單元,擁有較高的隔離度,，更高轉換增益，大多數(shù)混頻器采用Gilbert結構^[4],?；祛l器電路的輸入端口需要差分信號輸入，片上差分信號的產(chǎn)生多選用巴倫結構,，在頻率不高時,，片上巴倫的面積較大，不利于集成^[5],。常用的片上巴倫結構有Marchand balun和環(huán)形耦合線結構巴倫,，考慮到Marchand balun面積比較大，本文選用環(huán)形耦合線結構,。設計仿真基于廈門三安0.5 μm的PHEMT工藝,，實現(xiàn)了工作在24 GHz頻段的上混頻器,。

1 電路設計

1.1 巴倫設計

    巴倫是一種把單端信號轉換為差分輸出的電路模塊,，可應用于混頻器、功率放大器,、低噪聲放大器等電路,。單端信號通過巴倫模塊，輸出信號變?yōu)橐粚Ψ认嗟鹊辔徊顬?80°的差分信號,。巴倫可分為有源巴倫與無源巴倫,，無源巴倫對輸入信號有一定程度的衰減，帶寬比較寬,，適合超寬帶工作,，在高頻段可以把面積做得更小易于集成^[5]；有源巴倫由晶體管電路構成,，設計復雜,，帶寬有限,。本文同時呈現(xiàn)出兩種巴倫，在中頻IF輸入信號200 MHz采用有源巴倫,，在振蕩LO信號24 GHz處采用無源巴倫,，射頻RF輸出信號也采用無源巴倫輸出信號。頻率越高,，應用無源片上巴倫電路面積越小,，頻率越低則面積越大^[6]。在面積有限情況下,，為了實現(xiàn)全集成24 GHz上混頻電路,，本設計在中頻信號輸入端采用有源巴倫電路，面積更小,，在振蕩信號輸入與射頻輸出端采用無源巴倫結構,。

    理想的變壓器巴倫結構如圖1所示。P1端為單端信號輸入,，P2與P3端輸出為等幅相差為180°的差分信號,。

    在文獻[5]中采用耦合線實現(xiàn)圖1所示的巴倫結構，巴倫耦合線的理論分析可參考文獻[7],。本文給出兩種無源片上巴倫的疊層結構,，如圖2與圖3所示。圖2由上下兩層金屬耦合線構成,，與P1端連接的耦合線在M2層,，P2與P3端在M1層，M1與M2的幾何結構為正八邊形,，線寬為6 μm,，內半徑為75 μm。圖3為同層互繞結構,。給出圖2的S參數(shù),，幅度差、相位和相差的仿真結果如圖4所示,。在中心頻率為24 GHz時P1到P2,、P3端口的S參數(shù)S(2，1)=-6.228 dB,，S(3,，1)=-6.228 dB。幅度值不平衡差為0.267 dB,。相位差179.877°,。由幅度差曲線與相位差曲線，正八邊形巴倫可以適用于較寬的工作頻帶。本文的無源巴倫采用正八邊形巴倫,，在相同面積下,，正八邊形相對四邊形有更低插入損耗^[6]。

    在200 MHz的射頻信號輸入端采用有源巴倫實現(xiàn)單端轉差分輸入,，同時對輸入信號起到緩沖作用^[8],。有源巴倫的結構如圖5所示。M1管偏置在A類,，直流通路由R₁,、M1、R₂與M2構成,，M2處在M1的源級,，有負反饋作用，提高電路的線性度,。P1端為信號輸入端,，用瞬時電位法分析，當P1信號為正時,，M1漏端信號瞬時為負,，M1源端信號瞬時為正，則有漏源信號相位差為180°,，滿足巴倫所需的相位條件,。當滿足P2與P3端后接負載阻抗相同為R_L，R₁=R₂時,，忽略體效應與溝道調制效應,，可以分析出在M1漏端向負載端看到的交流阻抗為R₁//R_L，同理在M1源端向負載端看到的阻抗為R₂//R_L,，輸出信號的負載相同則可以滿足幅度相同的條件,，P1到P2的電壓增益為：

同理P1到P3的增益大小相同。當g_m1比較大時,，增益接近于1,，對整個電路增益沒有貢獻。

1.2 上混頻器電路設計

    混頻器也分為有源混頻器與無源混頻器,，常定義為有源混頻器增益大于1,，無源小于1,?；祛l的作用就是進行頻率變換，上變頻用在發(fā)射機中,，下變頻用在接收機中,。混頻器為三端口器件,，振蕩信號LO與中頻信號IF進行乘法運算,，在射頻端口RF輸出端輸出和頻與差頻信號,。混頻器簡單的理解可以是一個開關電路,，如圖6所示的開關模型,。振蕩信號LO對開關S1起到控制作用，LO的頻率不同,，在輸出端得到的波形就會不同,。下面論述為理想分析，LO為方波信號LO=S(W_LOt),，完全控制信號通路開通和關斷,。假設輸入信號RFin=V_RFinCOS(W_RFint)，當開關S1閉合時射頻信號通過,，當S1關斷RF_out端沒有信號出現(xiàn),，輸出端呈出續(xù)斷的余弦信號。輸出信號表達式為：

其中振蕩信號S(W_LOt)的傅里葉級數(shù)展開式為：

    本文采用吉爾伯特結構的雙平衡混頻器,可參考文獻[9-10],，對比于單混頻器,，各個端口間隔離度較好，特別是中頻端口對本振隔離度較高,，較好地改善了單混頻器在本振隔離上的不足,。圖7是24 GHz上混頻器的原理圖。射頻輸入端采用有源巴倫,，振蕩信號輸入與中頻輸出端采用無源巴倫結構,。M3～M8構成吉爾伯特單元，M5～M8漏端信號由巴倫耦合輸出給負載,。M3與M4偏置在A類,，射頻小信號由有源巴倫轉換為差分信號后分別加載在M3、M4的柵極,，M3與M4為信號放大級,。M5～M8在LO信號的調控下，工作在開關狀態(tài),，在M5與M8導通時,，M6與M7關斷。反之在M5與M8關斷時,，M6與M7導通,。M3漏端小信號電流在LO信號一個周期中，半周期中由M5源端流入,，另半周期由M6源端流入,。同理M4漏端工作狀態(tài)與M3相同。本文M5～M8偏置在深AB類，M5的靜態(tài)電流為1.2 mA,，M3與M4靜態(tài)電流為2.4 mA,。LO信號為正弦波大信號，LO的差分信號分別加載在M5,、M8的柵極與M6,、M7的柵極。M5,、M8在LO的正半周期飽和導通,，M6、M7柵源電壓必定小于開起電壓,，處于關斷狀態(tài),，反之亦然。在M5～M8處于理想開關狀態(tài)下,，混頻器電路的電壓轉換增益為：

g_m3為M3的跨導,，R_L為射頻輸出負載。

1.3 混頻器版圖設計

    本文的版圖如圖8所示,。振蕩信號從圖8上端LOin焊盤輸入,，信號通過巴倫差分輸送到M5～M8的柵極調控晶體管的開與關。200 MHz由圖右邊IRin焊盤輸入,，射頻信號由圖8下端RFout輸出,。

2 仿真結果分析

    本文混頻器電路基于廈門三安0.5 μm PHEMT工藝設計，最終的版圖電磁仿真（EM）基于ADS2015平臺的Momentum仿真工具,，本文給出的數(shù)據(jù)為電磁仿真后的數(shù)據(jù),。上變頻混頻器的轉換增益定義為：ConvGain=RFoutPower（射頻輸出功率dBm）-IFinPower(中頻輸入功率dBm)。圖9給出了轉換增益與中頻輸入功率的關系,。圖10給出了振蕩輸入功率（LOinPower）與轉換增益之間的關系,。

    圖9仿真條件是在振蕩輸入功率LOinPower=0 dBm時的仿真結果，由圖9可看出在中頻輸入功率IFinPower=<-20 dBm時,，混頻的轉換增益大約為10 dB,，在IFinPower>-20 dBm后，轉換增益開始衰減,，約按線性衰減,，在IFinPower=-10 dBm時增益為0 dB。圖10仿真條件為IFinPower=-20 dBm時的仿真結果,，在振蕩輸入功率LOinPower>=0 dBm時,，轉換增益趨于平穩(wěn)，ConvGain>10 dB,。當LOinPower=<0 dBm時,，轉換增益開始衰減，約為線性衰減,，在LOinPower=-8 dBm時,，增益為0。圖11給出了本振LO泄露到RF輸出端口的功率隨中頻輸入功率變化的增益曲線,，本文定義為：LO-RF-Isolation=(射頻輸出端口本振功率)RFoutLO-LOinPower,。當LOinPower=0 dBm，由圖11可看出當中頻輸入功率IFinPower=<-15 dBm時,，隨著中頻輸入功率的增大,，振蕩功率泄露到射頻輸出端口RFin的衰減變大，在IFinPower=-22 dBm時,，衰減增益大約為-32.5 dBm,。圖12給出了當中頻輸入功率IFinPower=-20 dBm時，射頻端口對振蕩端口的隔離度曲線,，整體的趨勢是隨振蕩頻率的增大,，衰減增益變小，在LOinPower=0 dBm附近有一個相對穩(wěn)定的衰減,，大約衰減-31 dBm,。

    圖13給出了輸入1 dB壓縮點的曲線圖，本振功率為0 dBm,。outPower曲線為射頻輸出端口輸出功率曲線,，line線為輔助線。隨著中頻輸入功率的變大,，輸出功率也在增大,，在中頻輸入功率IFinPower=-20 dBm時,增益壓縮1 dB，此點的輸出大約功率為-11 dBm,，最大輸出功率約為-10 dBm,。

    表1是本文與參考文獻的有關參數(shù)對比表。

3 結束語

    本文應用廈門三安PHEMT工藝設計實現(xiàn)了一款24 GHz頻段的上變頻混頻器,，由版圖仿真結果來看最大轉換增益高達9 dB,。射頻輸出口對本振的抑制大于32 dB，有較好的抑制效果,?？蓪a(chǎn)商用Ka波段混頻器的設計提供一定參考。

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作者信息：

周正軒，李  罡,，林甲富,，章國豪

（廣東工業(yè)大學 信息工程學院，廣東 廣州510006）