0 引言

    功率放大器芯片是移動收發(fā)系統(tǒng)中一個非常重要的部件,，其性能直接影響到手機(jī)的通話質(zhì)量,、信號發(fā)射強(qiáng)度、電池續(xù)航能力等,。射頻收發(fā)系統(tǒng)對功率放大器的指標(biāo)需求指功放輸出級的性能要求,，所以多級功率放大器最后一級的線性度對系統(tǒng)總體的線性度影響很明顯。另一方面,，隨著通信系統(tǒng)的演進(jìn),，移動終端射頻前端需要集成多顆功放芯片實現(xiàn)多通信標(biāo)準(zhǔn)下的使用，功率放大器易發(fā)生三階交調(diào)失真(Third Order Intermodulation Distortion,，IMD3),，對線性度要求更高。因此,，功率放大器對射頻收發(fā)系統(tǒng)的性能有著至關(guān)重要的作用,。

    雖然CMOS工藝一直用于GSM手機(jī)功率放大器，同時也用于滿足藍(lán)牙和無線局域網(wǎng)(WLAN)的功放要求,，也一定程度上用于3G手機(jī)功放,，但對于4G LTE而言，CMOS工藝的功率放大器是無法達(dá)到要求的,。主要原因是在性能上有很多缺陷,，例如增益低、線性差,、擊穿電壓低,、隔離性能差等,。此外，4G LTE通信系統(tǒng)相比較于3G對功率放大器的要求包括更線性的放大倍數(shù),，更高的峰均功率比,，更高的效率。因此,，對LTE應(yīng)用射頻功率放大器(Power Amplifier,，PA)，以具有高頻,、高效率,、低噪聲、低耗電等特點的InGaP/GaAs HBT工藝為目前移動終端射頻功率放大器設(shè)計采用的主流工藝,。

    目前廣泛應(yīng)用的3G、4G系統(tǒng)通過IMD3或者鄰信道泄漏率（Adjacent channel leakage ratio, ACLR）對功率放大器線性度進(jìn)行衡量,。而有源器件的IMD受偏置條件影響,，隨偏置電流變化而變化^[1]。文獻(xiàn)[2]應(yīng)用Volterra級數(shù)展開分析了一個兩級功放的IMD3消除機(jī)制,，最終通過優(yōu)化每級偏置電阻實現(xiàn)IMD3的削弱,。文獻(xiàn)[3]應(yīng)用Volterra級數(shù)展開分析了一個三級功放的IMD3消除機(jī)制，最終研究了通過設(shè)置功放第一級的偏置條件實現(xiàn)總體IMD3的改善,。

    本文介紹了一個工作在2 300～2 400 MHz頻段基于InGaP/GaAs HBT工藝的兩級功率放大電路,。分析了一個兩級功放的Volterra級數(shù)展開式，以及影響IMD3的主要因素,，并通過電路方式進(jìn)一步削減IMD3提高線性度,。還應(yīng)用了溫度補(bǔ)償?shù)挠性雌秒娐芬约耙粋€F類工作模式的輸出匹配，使功率放大器在較大的溫度范圍下,，保證高線性度的同時具有高的效率,。最終進(jìn)行了流片，芯片測試結(jié)果良好,，并對比了沒有進(jìn)一步IMD3削弱的方案,。

1 兩級功放IMD3理論分析

    一個兩級功放的IMD概念簡化框圖如圖1所示，從該圖可以看出輸入信號經(jīng)過功放后輸出非線性增加明顯,。

    為了分析圖1這個兩級功放的非線性機(jī)理,，對每級功放應(yīng)用Volterra級數(shù)展開，其非線性轉(zhuǎn)移特性表達(dá)式可表示為^[1]：

    上式中的高次項因為都比較小,，所以都忽略,。如式(7)輸出級的IM3電壓由兩項矢量相加得到，其中第一項是由功放第一級產(chǎn)生,，第二項是由第一級輸出的基頻信號經(jīng)過功放第二級產(chǎn)生,。假設(shè)將式(7)的兩項分別定義為各級的增益偏差,，如果a₃/a₁和b₃/b₁都為正，將會產(chǎn)生增益擴(kuò)展,；反之,，將產(chǎn)生增益壓縮。因此,，調(diào)整這兩項使其相位反向可以非常有效地優(yōu)化IMD3,，最終如圖1所示的總體IMD3將會顯著改善^[2]。所以,，本設(shè)計的功放第一級將會產(chǎn)生增益擴(kuò)展,，第二級產(chǎn)生增益壓縮。

    從式(7)中還可以發(fā)現(xiàn)兩項IM3電壓都與a₁有關(guān),，所以輸出級的IM3電壓與第一級的偏置條件相關(guān),，即輸出級的IM3電壓隨第一級的偏置條件變大而變大^[3]。因此,，本設(shè)計第一級的偏置條件的設(shè)置需要考慮IM3,。

    此外，上述理論推導(dǎo)由于忽略了第一級輸出的2ω₁,、2ω₂和(ω₁+ω₂)等頻率信號,，在實際應(yīng)用方面存在偏差。因此,，可以進(jìn)行進(jìn)一步優(yōu)化,。

2 電路設(shè)計

2.1 偏置電路

    由于HBT晶體管基-發(fā)射結(jié)的整流特性，隨著輸入的功率信號增大,，大的負(fù)電流信號和大的正電壓信號會被削減,，引起基-發(fā)射結(jié)電壓(V_be)的減小，并導(dǎo)致跨導(dǎo)的減小,，最終致使更早的增益壓縮和失真^[4],。而這可以通過采用有源偏置電路偏置提升技術(shù)實現(xiàn)對V_be補(bǔ)償^[5]。此外,，HBT晶體管有很強(qiáng)的熱敏感性,，器件性能受外部環(huán)境溫度以及自熱效應(yīng)的影響明顯，對其進(jìn)行溫度補(bǔ)償能提高線性度^[6],。

    因此,，本文采用片上溫度補(bǔ)償偏置電路如圖2所示^[7]。該偏置電路對功放級進(jìn)行了線性度補(bǔ)償和溫度補(bǔ)償,，補(bǔ)償電路分別如圖2箭頭所指虛線框電路,。應(yīng)用該線性補(bǔ)償電路可以有效地改善功放線性度實現(xiàn)增益擴(kuò)張。如圖3所示，調(diào)整偏置電路電容C_L值分別為0,、1 pF和5 pF,，可以看出基-發(fā)射結(jié)電壓(V_be)在輸入大信號時隨C_L增加而改善明顯，即調(diào)整電容C_L可以很有效地引起該級功放的增益擴(kuò)張,。

    該偏置電路通過調(diào)整偏置電路中的偏置電阻R_bias的阻值可以改變偏置條件,，從而改變輸出級的IM3電壓。但是,，如圖4所示,，分別設(shè)置R_bias的阻值為0、20 Ω和50 Ω,，可以看出基-發(fā)射結(jié)電壓(V_be)在輸入大信號時隨R_bias增加而明顯惡化,，即增大R_bias的阻值明顯引起該級功放的增益壓縮。

    對比圖3和圖4可以發(fā)現(xiàn),，分別對電容C_L和偏置電阻R_bias進(jìn)行折中處理,，可以在保證增益擴(kuò)張的同時，盡可能地滿足本設(shè)計通過偏置條件改善IMD3的要求,。

2.2 F類輸出匹配網(wǎng)絡(luò)

    功放要達(dá)到較高的效率,，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計非常關(guān)鍵。理論上,，F(xiàn)類功率放大器可以獲得100%的效率,。F類功率放大器的原理是對功放輸出級晶體管集電極電壓或是電流中的諧波成分進(jìn)行控制,，歸整晶體管集電極的電壓波形或者電流波形,，使得功放工作時電壓、電流沒有重疊區(qū),，從而減少了功放的工作損耗,，提高了功放的效率。

    本文所設(shè)計的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)如圖5所示,。該輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計將射頻扼流電感L3也考慮了在內(nèi),。其中，由C1和L1構(gòu)成的串聯(lián)匹配網(wǎng)絡(luò)對輸出的二次諧波進(jìn)行濾波,；由C2和L2構(gòu)成的串聯(lián)匹配網(wǎng)絡(luò)對輸出的三次諧波進(jìn)行濾波,；由C3、C4和L5構(gòu)成的π型匹配網(wǎng)絡(luò)對高次諧波進(jìn)行濾波,；C5為隔直電容,。負(fù)載經(jīng)由此阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，在集電極看到的電壓,、電流時域波形仿真圖如圖6所示,，該波形圖為輸出飽和功率為32 dBm時所測得。

    理想的F類輸出匹配網(wǎng)絡(luò),，由于電壓的偶次諧波短路,，電流的奇次諧波開路,，集電極的電壓波形為方波，電流波形為正弦波,，彼此波形之間沒有交疊部分^[8],。從圖6可以看出，電壓,、電流波形重疊部分較少,；且電壓近似方波，電流近似正弦波,。因此,，該輸出匹配網(wǎng)絡(luò)近似為F類輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。

2.3 級間匹配網(wǎng)絡(luò)

    級間匹配的主要作用是使前一級的功率能夠驅(qū)動后一級,。因此,，本文采用最簡單的L型級間匹配網(wǎng)絡(luò)。本文所設(shè)計的級間匹配網(wǎng)絡(luò)如圖7所示,，該匹配網(wǎng)絡(luò)的左端口接第一級輸出,，右端口接第二級輸入。其中,，電感L_C為第一級連接電源的扼流電感,，且參與級間匹配；電容C_b不僅參與匹配,，還起到隔直流的作用,；電容C₀和L₀構(gòu)成串聯(lián)諧振電路，諧振于二次諧波頻點,，補(bǔ)償理論推導(dǎo)中忽略的2ω₁,、2ω₂和(ω₁+ω₂)等頻率信號。

3 功率放大器的實現(xiàn)

    經(jīng)過面前的原理分析及電路設(shè)計,，一個工作在2 300～2 400 MHz頻段基于InGaP/GaAs HBT工藝的兩級功率放大器原理圖如圖8所示,。其中偏置電路如圖2所示；虛線框所示為級間諧波抑制網(wǎng)絡(luò),，該網(wǎng)絡(luò)不僅可以優(yōu)化IMD3,，還可以優(yōu)化F類輸出匹配網(wǎng)絡(luò)二次諧波分量。圖8中陰影部分為MMIC部分將經(jīng)過流片實現(xiàn),。作為對比,，本文還設(shè)計了沒有級間諧波抑制網(wǎng)絡(luò)及IMD3消除技術(shù)的功放。

    本文所設(shè)計的兩級功放最終采用Wavetek InGaP/GaAs HBT工藝進(jìn)行了成功流片,。如圖9為MMIC流片后的芯片照,，該芯片大小為630 μm×740 μm，功放兩級的發(fā)射極面積大小分別為540 μm²和3 200 μm²，最終實現(xiàn)功放芯片大小為3 mm×3 mm,。如圖9,，線框部分為功放的級間諧波抑制網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)的電感通過芯片PAD向基板打金線實現(xiàn),；如果沒有此電感該芯片可以轉(zhuǎn)換為使用正常L型匹配網(wǎng)絡(luò)的功放,，因此同樣的芯片布局可以實現(xiàn)兩種方案的對比。

4 功率放大器測試結(jié)果與分析

    功率放大器的工作電壓為3.4 V,；靜態(tài)電流分別為19 mA和52 mA,，保證功放偏置在AB類。在2.35 GHz頻率點,，使用安捷倫的信號發(fā)生器N5182A和信號分析儀N9030A搭建測試平臺,，采用連續(xù)波(Continuous Wave，CW)信號輸入,，測得該功率大器性能如圖10,。從圖10可以看出，增益(Gain)為27.5 dB,；輸出功率(Pout)的1 dB壓縮點為30 dBm,，此時功率附加效率(Power Added Efficiency，PAE)達(dá)到了42%,；最高效率點達(dá)到46%,；對比傳統(tǒng)沒有應(yīng)用IMD3消除技術(shù)及級間諧波抑制網(wǎng)絡(luò)的功放，在1 dB壓縮點附近PAE提高將近10%,。

    同樣測試環(huán)境下,，將輸入信號切換為10 MHz LTE調(diào)制信號輸入，峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,，PAPR)為6.1 dB,，測得該功率大器性能如圖11,。從圖11可以看出,，本文相比傳統(tǒng)功放設(shè)計在信道偏移7.5 MHz，平均輸出功率為28 dBm時,，通用地面無線接入鄰道泄漏率(UTRAACLR1)分別為-38.4 dBc和-37.8 dBc,，線性度略好；而功率附加效率分別為38%和32%,，效率提高了6%,；另外本設(shè)計在功率回退時，PAE也有明顯的改善,。表1所示為同樣針對LTE應(yīng)用,，采用InGaP/GaAs HBT工藝，工作電壓為3.4 V的功放性能對比；對比可以看出本設(shè)計具有較好的性能優(yōu)勢,。

5 結(jié)論

    設(shè)計了一種結(jié)構(gòu)簡單的改善功率放大器的架構(gòu),，分析了其IMD非線性機(jī)制，及進(jìn)一步改善的方法,；然后基于InGaP/GaAs HBT工藝設(shè)計了一個工作電壓為3.4 V,，應(yīng)用于LTE的兩級功放，芯片大小為3 mm×3 mm,。芯片測試結(jié)果表明,，該功率放大器在2.35 GHz處具有較高的功率附加效率及線性度，相比其他同類型功放也有明顯的性能優(yōu)勢,。

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