作為漸變槽線天線中的代表性類型,，1979年由GIBSON P J提出的指數(shù)漸變槽線天線(Vivaldi)具有寬頻帶,、高增益、波束對稱和容易集成等特點(diǎn)[1],。但是目前國內(nèi),、外對這種天線的研究大多集中在UWB規(guī)定的頻段，對UHF波段的應(yīng)用還沒有深入研究[2-4],。本文設(shè)計(jì)一種UHF頻段的輕型化,、高增益、寬頻帶的Vivaldi天線,，能有效覆蓋多個(gè)頻段,。

   
    本文對傳統(tǒng)設(shè)計(jì)進(jìn)行了改進(jìn)，通過仿真實(shí)驗(yàn),，槽線的寬端開口H約為六分之一介質(zhì)波長68.5 mm時(shí),，天線在350 MHz時(shí)的特性沒有受到明顯影響，而且也能有效地減少介質(zhì)基板的尺寸,。而槽線窄端開口WSL考慮加工精確度取1.4 mm,。微帶饋線寬度與扇形短截線、圓形諧振腔各參數(shù)利用仿真軟件優(yōu)化,，最后確定整個(gè)天線的結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1所示,。

    通過Ansoft HFSS 11軟件建立UHF波段Vivaldi天線模型，介質(zhì)基板正面為帶指數(shù)漸變槽線,、等寬度槽線和圓形諧振腔的金屬層,，背側(cè)為微帶饋線和扇形微帶短截線組成的饋電結(jié)構(gòu)。根據(jù)該模型計(jì)算得到的駐波比如圖1所示。

     由于有限元算法只有在相鄰未知量之間才發(fā)生直接相互作用,，仿真時(shí)設(shè)置的頻率范圍越大,，離中心頻率越遠(yuǎn)，誤差越大,。因此,，Ansoft HFSS11寬帶仿真時(shí)，需將掃頻范圍劃分為若干段分別進(jìn)行仿真,，確保數(shù)值色散誤差值降到最小,。天線的仿真頻率范圍設(shè)置為200 MHz～400 MHz、 400 MHz～700 MHz,、700 MHz～900 MHz和900 MHz～1.3 GHz。從駐波曲線合成圖(圖1)中可以看出,，在頻率范圍的結(jié)合部駐波曲線一般是不連續(xù)的,，進(jìn)一步說明了前面關(guān)于有限元算法的誤差問題。天線在200 MHz～1.3 GHz頻段上VSWR均在2.5以下,，可基本滿足工程需要,。特別地，在655 MHz和960 MHz附近,駐波分別達(dá)到1.035和1.061 1,。
2 加載柵欄Vivaldi天線的仿真分析
    通過對前面仿真數(shù)據(jù)的分析,，發(fā)現(xiàn)天線的理想諧振頻率發(fā)生頻率偏移往高頻端走，需要通過改變結(jié)構(gòu)來拉低諧振頻段,。本文根據(jù)參考文獻(xiàn)[5]中的方法,，在不改變原設(shè)計(jì)尺寸的前提下，在天線金屬貼片兩側(cè)開上多條幾何對稱柵欄,，以改善天線在低頻端的VSWR特性,，提高天線增益。
    柵欄的深淺會影響金屬表面電流的分布,，柵欄太深會使電流從中間的漸變段直接流向柵欄,，向側(cè)翼輻射，從而影響主方向上的輻射效果,。但深度不夠?qū)Ω纳铺炀€輻射,、提高增益效果不明顯，所以柵欄深度的選擇很重要,。從天線漸變槽線的結(jié)構(gòu)分析可知,，離諧振腔位置較近的中間槽線部分附近的電流分布較多，而槽線寬端離饋電結(jié)構(gòu)稍遠(yuǎn),，電流分布相對較少些,，應(yīng)盡量不破壞。為改善低頻端性能,，在天線金屬貼片兩側(cè)開不同深度的柵欄,，中間段的柵欄深度較深是為了把電流盡可能地集中在槽線上,。靠近最大開口處的柵欄深度較淺是為了不破壞漸變槽終端的電流分布,。
     通過對柵欄的數(shù)目,、寬度、深度以及位置的不斷優(yōu)化,，最后確定天線形式如圖2所示,。第一個(gè)柵欄距漸變槽線終端為30 mm，每個(gè)柵欄的寬度均為30 mm,，其深度依次為90 mm,、115 mm和140 mm。從仿真計(jì)算中可以證實(shí)柵欄可抑制邊緣電流,，并減少邊緣處的電場強(qiáng)度,，可有效改善天線的整體輻射特性。

    圖3為結(jié)構(gòu)改進(jìn)前后天線駐波對比圖(實(shí)線為加?xùn)艡?，虛線為未加?xùn)艡?,。可以看出,，天線的VSWR特性得到顯著的改善,。從305 MHz到1 GHz的頻段內(nèi)，VSWR值均小于2,，而在340 MHz時(shí)其駐波值最低為1.08,在350 MHz處為1.1,。與結(jié)構(gòu)改進(jìn)前相比，改進(jìn)后的結(jié)構(gòu)在中間頻段800 MHz附近的駐波值得到了極大改善,。此外,，在微波通信1.2 GHz時(shí)，VSWR值變?yōu)?.3,，在可接受的范圍內(nèi),。所以，加?xùn)艡诤蟮奶炀€駐波特性得到較好的改善,。
    在不同頻點(diǎn)金屬貼片上的電流分布情況,，如圖4所示。在350 MHz時(shí),，柵欄上特別是最深的柵欄處電流分布較多,，漸變槽線附近的電流被部分分散，這是因?yàn)榈皖l端電長度相對較小,，使得行波效應(yīng)不明顯,，如圖4(a)。隨著頻率的升高，天線的電長度增大,，這時(shí)天線的電流就集中在漸變槽線附近,，行波效應(yīng)就明顯，同時(shí)柵欄的輻射效果隨著頻率的升高逐漸減弱,如圖4(b),、(c)所示,。
    天線的端射性能良好，主波束較寬,，尾瓣稍顯大,。加載柵欄后天線的駐波(VSWR)值和增益(gain)值見表2所示。
    從圖2可以看出,天線金屬貼片兩側(cè)的幾何柵欄深淺不一,，兩邊呈對稱的梯形,，柵欄的間距遠(yuǎn)小于四分之一波長，使得天線兩邊形成有規(guī)則的偶極子陣,?？拷炀€饋電結(jié)構(gòu)的柵欄起到反射作用，離槽線最大開口處近的柵欄起到引向作用,。由此，漸變槽線處的輻射和兩邊的柵欄輻射一起疊加形成整個(gè)天線的輻射,。這兩種輻射都具有端射的效果,，從而極大地改善了天線低頻端的特性。

3 尾部加抗流柵欄Vivaldi天線的仿真分析
　    通過在天線金屬貼片兩側(cè)開多條對稱幾何柵欄的方法有助于改善天線的輻射性能,。不過,，通過對天線E面輻射方向圖的研究，發(fā)現(xiàn)天線的尾瓣較大,。結(jié)合前面改進(jìn)的經(jīng)驗(yàn),，可對天線結(jié)構(gòu)做進(jìn)一步改進(jìn)，以減小后向輻射的尾瓣,，進(jìn)而提高天線的前向輻射性能,。改進(jìn)后天線的模型如圖5所示： (1)在天線金屬貼片的根部開縱向柵欄，形成尾部的抗流結(jié)構(gòu),，將金屬貼片根部的電流束縛到槽線上,，減少天線的后向輻射，提高輻射的前后比,；(2)同時(shí)相應(yīng)地調(diào)整橫向柵欄的數(shù)目,、位置、寬度和深度,。結(jié)合仿真軟件對柵欄參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化,，以實(shí)現(xiàn)最佳的輻射方向圖，優(yōu)化后的參數(shù)值見表3所示。

    圖6繪制了天線加載橫向柵欄以及縱向尾部柵欄前后駐波值的變化情況,。在低頻端350 MHz和高頻端1.2 GHz時(shí),，天線前后兩次結(jié)構(gòu)改進(jìn)的VSWR值相差不大,分別為1.08和1.19。但加尾部抗流柵欄使得中間頻段830 MHz處的駐波特性得到顯著改善,，駐波值可降到1.5左右,。而在1.2 GHz附近的駐波特性依然保持在1.19。從整體上看在320 MHz～1 GHz頻率范圍內(nèi)均小于2,，第二次改進(jìn)的結(jié)構(gòu)使天線的駐波特性要優(yōu)于前面兩種結(jié)構(gòu),。
    加載尾部抗流柵欄的天線結(jié)構(gòu)對遠(yuǎn)場輻射改善也很明顯。在低頻端的350 MHz處天線的E-面和H-面均有良好的端射特性,，增益提高近1.5 dBi,，尾瓣明顯被壓縮，E-面半功率波瓣寬度變寬10°,，H-面波束變寬20°,。中間頻段的830 MHz處天線的E-面主瓣寬度不變，H-面主瓣寬度增加了10°左右,，增益提高0.8 dBi,。而在1.2 GHz處的尾瓣壓縮明顯，相應(yīng)E-面主波束寬度變寬4°,，H-面為12°,，增益提高了0.5 dBi，天線改進(jìn)前后遠(yuǎn)場方向圖的參數(shù)比較列于表4,。其中,，第二次改進(jìn)的天線結(jié)構(gòu)前后輻射比要好于第一次改進(jìn)，說明加載尾部抗流柵欄對減弱天線后向輻射有明顯作用,。
    本文選取漸變槽線天線作為研究對象,，利用Ansoft HFSS 11仿真軟件對設(shè)計(jì)天線進(jìn)行了大量的仿真計(jì)算。通過分析天線表面的電流分布,，對天線結(jié)構(gòu)進(jìn)行了優(yōu)化與改進(jìn),，提出了在金屬貼片上開幾何對稱柵欄和加載尾部抗流結(jié)構(gòu)的方法，提高了天線的增益,，改善了整體的電性能,，同時(shí)確保了天線的寬頻帶特性。
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