摘 要： 提出一個(gè)共源共柵結(jié)構(gòu)的超寬帶低噪聲放大器,。該電路基于臺(tái)積電0.18 μm CMOS工藝，工作在3 GHz～5 GHz頻率下,，用來(lái)實(shí)現(xiàn)超寬帶無(wú)線電。仿真結(jié)果表明，該低噪聲放大器有最大13.6 dB的增益。整個(gè)頻段噪聲系數(shù)小于1.9 dB,。輸入和輸出反射損耗都小于-11 dB。一階壓縮點(diǎn)在-15 dBm左右,。功耗為18.7 mW,。
關(guān)鍵詞： 超寬帶；低噪聲放大器,；共源共柵,；輸入匹配
超寬帶（UWB）技術(shù)是面向無(wú)線個(gè)人局域網(wǎng)應(yīng)用的新技術(shù)。它比窄帶無(wú)線系統(tǒng)有著高數(shù)據(jù)傳輸率,、低成本,、低功耗的優(yōu)勢(shì)。美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)已認(rèn)可該技術(shù),，但是由于種種技術(shù)上的原因,，UWB標(biāo)準(zhǔn)還沒(méi)有準(zhǔn)確定義。目前UWB初定標(biāo)準(zhǔn)主要存在DS-UWB和 MB-OFDM[3]兩種結(jié)構(gòu),。在DS-UWB結(jié)構(gòu)中,，頻段被分為兩部分，高頻部分為6.2 GHz～9.6 GHz,，低頻部分為3.1 GHz～4.9 GHz,。在MB-OFDM結(jié)構(gòu)中，頻段主要被定義三部分,，A段為3.1 GHz～4.9 GHz,，C段為6 GHz～8.1 GHz，D段為8.1 GHz～10.6 GHz,。其中3.1 GHz～4.9 GHz是一個(gè)很重要的頻段,。
在無(wú)線接收機(jī)中，位于接收機(jī)前段的低噪聲放大器（LNA）是很重要的模塊,。LNA的輸入阻抗應(yīng)該與源阻抗匹配以避免信號(hào)反射,，通常為50 Ω。在有大信號(hào)輸入的情況下,，還要有一定的線性度?，F(xiàn)有的超寬帶低噪聲放大器普遍存在著噪聲系數(shù)比較大、芯片面積大等不足之處,，有待于進(jìn)一步改進(jìn),。帶寬越寬，設(shè)計(jì)難度就越大,。
本文提出的CMOS 超寬帶低噪聲放大器,，采用巴特沃斯濾波器作為輸入匹配，同時(shí)采用源極跟隨器作為輸出匹配，用兩個(gè)臺(tái)積電0.18 μm工藝的MOS管組成共源共柵結(jié)構(gòu)作為中間連接和放大部分,。
1 輸入匹配
1.1 常用的電路結(jié)構(gòu)
綜合各資料分析,，超寬帶低噪聲放大器采用分布式結(jié)構(gòu)、電阻并聯(lián)反饋式結(jié)構(gòu),、帶通濾波器以及開(kāi)關(guān)切換四種實(shí)現(xiàn)方式,。分布式結(jié)構(gòu)采用的原理是“延時(shí)換帶寬”，每條放大電路提供一定增益,，輸出節(jié)點(diǎn)按統(tǒng)一相位延時(shí)正向相加,，這樣每條放大電路只提供一定增益，最后相加增益仍很可觀,。所以每條放大電路可以用很簡(jiǎn)單的放大電路及小尺寸的MOS管來(lái)實(shí)現(xiàn),，其輸入輸出節(jié)點(diǎn)寄生電容比較小，就可以實(shí)現(xiàn)超寬帶輸入匹配,。但是這種電路最大缺陷是功耗和面積較大,。因?yàn)槊織l放大電路都要消耗一部分功率，這對(duì)于現(xiàn)代無(wú)線手持設(shè)備很難接受,。電阻反饋式LNA,，它根據(jù)反饋原理可以在一寬頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)輸入輸出阻抗匹配。但是反饋電阻本身就是一個(gè)噪聲源,，同時(shí)反饋途徑還提供了輸出信號(hào)的正向饋通,，降低了反向隔離系數(shù)。開(kāi)關(guān)切換方式放大器主要把總的帶寬分為幾個(gè)頻率段,，在電路的輸入或輸出匹配段加幾個(gè)開(kāi)關(guān),，每切換一個(gè)開(kāi)關(guān)，就改變了輸入或輸出阻抗匹配,，在每種匹配情況下,，只對(duì)應(yīng)其中一個(gè)頻率段，這樣不斷切換,，就滿足所有頻段的要求,。這種方式電路簡(jiǎn)單、原理易懂,，但是在芯片內(nèi)部實(shí)現(xiàn)幾個(gè)非常靈活的開(kāi)關(guān)是很困難的,，而且不同頻段的電路，其噪聲起伏往往比較大,。
用帶通濾波器實(shí)現(xiàn)阻抗匹配是現(xiàn)階段超寬帶LNA的常用方式[1],。它可以在一個(gè)很寬的頻段內(nèi)滿足匹配要求，同時(shí)不會(huì)對(duì)噪聲和線性度產(chǎn)生大的影響,。其缺陷在于現(xiàn)在的RFIC制造工藝無(wú)法提供高品質(zhì)的電感和電容,，影響了其設(shè)計(jì)精度。切比雪夫?yàn)V波器和巴特沃斯濾波器都可用于電路的輸入匹配，這兩方面的電路結(jié)構(gòu)在IEEE論文集里都有介紹,。
1.2 巴特沃斯濾波器輸入匹配
本文采用了巴特沃斯濾波器,。巴特沃斯濾波器在通帶內(nèi)比較平坦,，所以叫最大平滑濾波器,。采用帶通濾波器輸入匹配的同時(shí)，一般采用MOS管源極電感負(fù)反饋模型,。這樣做的目的是通過(guò)精確計(jì)算MOS管的柵寬,，來(lái)確定其柵源電容Cgs，這樣Cgs與Lg,，C1和L1就組成一個(gè)二階巴特沃斯濾波器,。而確定Ls就可滿足阻抗匹配要求，如圖1,。
圖1中MOSFET管是CMOS管,，圖2為圖1的小信號(hào)模型。
1.3 濾波器設(shè)計(jì)
因?yàn)檫\(yùn)行頻率在3 GHz～5 GHz之間,，所以確定濾波器中心頻率在3.8 GHz左右,，因?yàn)槭歉鶕?jù)
來(lái)確定，-3 dB帶寬大概為3.8 GHz,，如圖3所示,。根據(jù)該種濾波器傳輸特性，為使濾波器在3 GHz～5 GHz傳輸損耗最小,，定C1為1 pF,，L1為1.5 nH，Lg為2.3 nH,，Cgs為0.6 pF,。
2 電路主結(jié)構(gòu)
電路主結(jié)構(gòu)采用了共源共柵和源極跟隨器結(jié)構(gòu)，分別作電路的主體放大部分和輸出匹配,，見(jiàn)圖4,。這部分的設(shè)計(jì)難點(diǎn)是要設(shè)計(jì)兩個(gè)MOS管的柵寬，這一步是根據(jù)經(jīng)驗(yàn)公式[1]計(jì)算得來(lái)的,。整個(gè)共源共柵電路（不考慮共柵管噪聲）最小噪聲系數(shù)為：
Esat表示溝道飽和電場(chǎng),。根據(jù)式(1)～式(4)綜合分析共源管的柵寬最優(yōu)值，得出最佳噪聲條件下的共源管柵寬值,。
源極跟隨器能在較寬頻帶內(nèi)提供相對(duì)恒定的阻抗輸出,，容易實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，該結(jié)構(gòu)常用在各種LNA的輸出匹配中[2],。由于輸出級(jí)功耗小,，管子尺寸比較小。本文選擇M3管柵寬為30μm。不過(guò)相對(duì)于共源放大器或者共源共柵結(jié)構(gòu)[2],，源極跟隨器的增益比較小,，這需要仔細(xì)設(shè)置偏置電流與柵寬。
輸出負(fù)載R1與L4的值分別為50 Ω和4.5 nH,。輸出負(fù)載的設(shè)計(jì)主要考慮增益和與輸出點(diǎn)的寄生電容諧振問(wèn)題,。仿真分析表明，電阻越大,，增益會(huì)減低,，但增益平坦度會(huì)比較好；相反如果電阻較小,，增益會(huì)高一點(diǎn),，但平坦度會(huì)變差，這需要折中考慮,。在實(shí)際電路中,，元件參數(shù)取值與理論分析結(jié)果基本一致，但有些元件參數(shù)需要用軟件進(jìn)行實(shí)際優(yōu)化,。圖4中的C4為1.0 pF,，L5為1.5 nH，Lg為2.3 nH,，Ls為0.8 nH,，Cp為100 fF。M1柵寬為200μm,，M2柵寬為300μm,。隔直電容C5和C2都為20 pF，L3為3.5 nH,。另外輸出偏置電流設(shè)為5 mA,。
從圖4得知，在共源MOS管的柵源端,，加了電容Cp,。加這個(gè)電容的目的，是為平衡輸入匹配和噪聲優(yōu)化的矛盾,，同時(shí)減少Lg的電感值,。因?yàn)樵谇懊嬗?jì)算中已得出Cgs值，但根據(jù)以下公式[1]：
由于柵寬與溝道寬度都已確定,，從公式(5)得出Cgs值大概為0.2 pF,，這個(gè)值與前面的輸入匹配值相差較大。為解決這個(gè)矛盾,，就先計(jì)算好噪聲優(yōu)化柵寬,，這個(gè)柵寬下的Cgs往往比最佳輸入匹配柵寬下的Cgs小,，這個(gè)差值就通過(guò)在柵源之間加電容Cp來(lái)彌補(bǔ)，Cp值是根據(jù)軟件仿真結(jié)果與計(jì)算值優(yōu)化確定的,。另外在共源管與共柵管之間加了隔直電容與電感,，主要是為了優(yōu)化噪聲，加了電感以盡可能消除兩個(gè)管子之間的寄生電容,，從而減小噪聲系數(shù),。
3 仿真結(jié)果
仿真用ADS2008軟件，MOS管是BSIM3模型,。結(jié)果表明,，電路放大帶寬3 GHz～5 GHz,，功率增益為13.6 dB～11.2 dB,，帶內(nèi)增益波動(dòng)為2.4 dB左右，如圖5,。帶內(nèi)噪聲系數(shù)為1.2 dB～1.9 dB,，一階交調(diào)點(diǎn)在-15 dBm附近，見(jiàn)圖6,。大于通常的-25 dBm的最低標(biāo)準(zhǔn),。在全頻段，輸入反射損耗與輸出反射損耗均小于-11 dB,，表明輸出輸入匹配良好,，分別如圖7、圖8,。在1.5 V電壓下,，功率消耗為18.7 mW。噪聲系數(shù)曲線如圖9,。
本文綜合了常用的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)理論和共源共柵電路結(jié)構(gòu),，設(shè)計(jì)的超寬帶低噪聲放大器，工作在超寬帶協(xié)議規(guī)定的第一頻段,。本文對(duì)超寬帶放大,、增益、噪聲系數(shù),、線性度,、輸入輸出反射損耗等多方面的要求進(jìn)行了仔細(xì)推導(dǎo)，考慮了這些要求的相互制約,，最后設(shè)計(jì)出各方面性能最優(yōu)化的電路,。仿真結(jié)果表明該電路具有噪聲系數(shù)低、增益大等優(yōu)點(diǎn),，符合設(shè)計(jì)要求,。
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