摘 要： 電流檢測是采用電流模式PWM控制方案的DC-DC變換器中最重要的技術(shù)之一,。分析了目前電流檢測電路的優(yōu)點和不足,，基于TSMC0.18 μm工藝，設(shè)計了一款高精度的電流檢測電路，該電路不需要運算放大器,，從而簡化了電路結(jié)構(gòu),，降低了設(shè)計的復雜度，而且有很好的線性度,，其采樣率不會隨著溫度和輸入電壓的改變而改變,實現(xiàn)了高精度的檢測,。
關(guān)鍵詞： 電流檢測；電流模式,；Buck,；DC-DC變換器；電源管理
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隨著電子技術(shù)的高速發(fā)展,，電子設(shè)備與人們的工作,、生活的關(guān)系日益密切，它們對電源的要求也越來越高,。電子設(shè)備的小型化和低成本化使電源以輕,、薄、小和高效率為發(fā)展方向,。單片集成的高效,、低電源電壓DC-DC變換器被廣泛應用，它可以大幅度提高電源的利用效率,，延長電池的使用壽命,同時大幅度縮小變壓器的體積和重量,， 這樣就大大縮小了整個系統(tǒng)的體積和重量。
電流模式控制的DC-DC變換器具有動態(tài)反應快,、補償電路簡單,、增益帶寬大、輸出電感小,、易于均流等優(yōu)點,，因而獲得越來越廣泛的應用。而在電流模式的控制電路中,，需要準確,、高效地測量功率管和電感的電流，電流檢測電路不僅起到過流保護作用[1],，而且需要通過將電流檢測的結(jié)果加上斜坡補償信號與電壓環(huán)路的輸出做比較,，以實現(xiàn)脈寬調(diào)制（PWM）[2]，故電流檢測電路的實現(xiàn)就成為一個至關(guān)重要的問題,，如圖1所示,。
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根據(jù)電流模式開關(guān)電源系統(tǒng)的要求，本文設(shè)計了一種用于Buck型DC-DC變換器的高精度的電流檢測電路,，電路沒有采用運算放大器,，而是使用共源共柵結(jié)構(gòu)的電流鏡,，有效降低了電源電壓、偏置電流和溫度等的影響,可以即時跟蹤檢測流過功率管的電流,通過反饋回路進行整個電路的調(diào)整,，提高了電流檢測精度,，同時具有良好的電源抑制特性，使電路結(jié)構(gòu)更加簡單,，易于應用,。
1 目前電流檢測方法
目前比較常用的電流檢測方法有串聯(lián)電阻檢測、功率管RDS檢測和并聯(lián)電流鏡檢測,。
串聯(lián)電阻檢測是將一個小電阻與功率管串聯(lián),，電流流過小電阻就會產(chǎn)生一個壓降，再通過運算放大器放大這個微小壓降,，就可以檢測功率管的電流,。這種方法的檢測精度較高，采樣速度快,，但會引入額外的功率損耗,，因此采樣電阻不能太大，適合用于較小電流的檢測,，是業(yè)界應用最為廣泛的一種方法,。
功率管RDS檢測是將工作在線性區(qū)的功率管等效為一個電阻，通過直接檢測功率管上的壓降來反映電流的變化,。這種方法沒有額外的功率損耗,，最主要的缺點是檢測精度較差，由于等效電阻RDS=L/WμCox(VGS-VT),，溫度的變化會導致μCox和VT的變化,，因此功率管的RDS就會產(chǎn)生非線性的變化，最大誤差范圍可達-50%～+100％[3],。
并聯(lián)電流鏡檢測是在功率管旁并聯(lián)一個檢測管,，若功率管與檢測管的寬長比為N（通常N>1 000），這樣流過檢測管的電流就為功率管電流的1/N,。這種方法一般需要一個運算放大器以使檢測管和功率管構(gòu)成的電流鏡達到更好的匹配,，電路結(jié)構(gòu)通常比較復雜，帶寬較低[4],，且檢測精度會隨N的增大而降低,。
2 電流檢測電路設(shè)計
傳統(tǒng)的串聯(lián)電阻檢測方法通常需要一個運算放大器放大電阻上的壓降，本文提出的電流檢測電路不需要運算放大器,，電路結(jié)構(gòu)如圖2所示,。
圖2中功率管MN、功率管MP,、電感L,、電容C以及負載Rload構(gòu)成了Buck電路，VN和VP分別是功率管MN和MP的驅(qū)動信號,。M1～M13,、電阻RSENSE、電阻R1～R4構(gòu)成了電流檢測電路,，Ibias為電路的偏置電流,，通常采用微安級，本設(shè)計中為1 μA,。由于電感在充電時,，電感電流線性上升，這一階段包含了輸入電壓的信息,，所以一般情況下,，檢測電感電流只需要檢測電感電流的上升階段[5]，而這一階段對應功率管MP導通,，MN關(guān)斷,，即流過功率管MP的電流就是電感電流的上升階段，因此檢測電阻與功率管MP串聯(lián),，而不是與電感串聯(lián),，這種方法的另一個優(yōu)點是降低了檢測電阻所引入的額外功率損耗。
圖2所示電路中,，電阻R1和R2的阻值相等,，M5、M7與M9,、M10是共源共柵的電流鏡結(jié)構(gòu),，M6、M8與M9,、M10也是共源共柵的電流鏡結(jié)構(gòu),，通過鏡像偏置電流，M5,、M7和M6,、M8兩條支路流過相同的電流，均為偏置電流Ibias,，這樣流過M1,、M3和M2、M4的電流也相同,，又由于M1,、M3和M2、M4是共源共柵的電流鏡結(jié)構(gòu),，要使流過M1和M2的電流相同,，則M1和M2的源極電壓必須相同,，即VGS1=VGS2。電路采用共源共柵結(jié)構(gòu)主要是為了改善由溝道調(diào)制效應而引起的不匹配,，從而減小電流檢測的誤差,。
根據(jù)KVL定律可以得到：
? 式中，IL為功率管電流,，檢測電阻RSENSE阻值很小,，以減小其所引入的額外功率損耗，通常為幾十毫歐,，電阻R1和R2的阻值很大,，為千歐級，同時Ibias為1 μA,，所以式(2)中最后一項引起的誤差非常小,，可以忽略不計，因此,，檢測電流ISENSE與功率管電流IL的關(guān)系為：
可見,，檢測電流ISENSE與功率管電流IL為線性關(guān)系，其比值為RSENSE/R1,，可以通過設(shè)置電阻RSENSE和R1,、R2的阻值來調(diào)節(jié)檢測電流的大小。電阻R3,、R4以及M12,、M13構(gòu)成電流鏡，鏡像檢測電流ISENSE到輸出,。
本文設(shè)計的電流檢測電路相對于傳統(tǒng)的電阻檢測方法原理簡單且精度較高,。電路中電阻RSENSE、R1,、R2選用同種電阻,，其溫度系數(shù)相同，就可以消除RSENSE/R1的值隨溫度的變化而變化,，得到較好的溫度特性,，使檢測電流ISENSE不隨溫度的變化而變化。
3 仿真結(jié)果及討論
????本文設(shè)計的電流檢測電路,，其輸入電壓范圍為2.6 V～5.5 V,，基于TSMC0.18 μm工藝實現(xiàn)，并用Hspice進行仿真驗證,，設(shè)置偏置電流為1μA,，功率管工作頻率為500 kHz，輸入電壓為典型值3 V,，電感電流從0 A變化到1 A,，在-40 ℃,、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃下,，電路瞬態(tài)仿真結(jié)果如圖3所示,。
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圖3中，上圖為功率管電流IL,，下圖為電流檢測電路的輸出電流ISENSE，可見在不同溫度下(-40 ℃,、0 ℃,、
+25 ℃和+85 ℃），檢測電流ISENSE基本重合為一條線,，不隨溫度的變化而變化,，正如前面所分析的，該電流檢測電路具有很好的溫度特性,。
同樣條件下,，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的關(guān)系如圖4所示。圖中,，橫坐標為功率管電流IL,，縱坐標為電流檢測電路的輸出電流ISENSE，不同溫度下（-40 ℃,、0 ℃,、+25 ℃和+85 ℃），電流檢測電路的輸出電流ISENSE隨功率管電流IL均線性變化,，且電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率隨溫度的變化較小,，也說明電路具有較好的溫度特性。
表1中的數(shù)據(jù)是在不同溫度下,，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率,。比率在+85 ℃時達到最大和最小，分別為電感電流為100 mA時的11.1118e-6和電感電流為1 A時的11.0396e-6,，兩者之間相差7.22e-8,，比率的理論值為11.0804e-6，差值僅占理論值的0.65%,，因此比率ISENSE/IL基本不隨溫度而改變,，可以達到較高的檢測精度。這組數(shù)據(jù)還說明比率ISENSE/IL隨溫度的增加而微小增大,，隨功率管電流的增大而略微減小,。
另外，電路具有較好的電源抑制特性,，不同輸入電壓下,，電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率隨輸入電壓的升高而略微減小,，兩者仍呈良好的線性關(guān)系。
電流檢測電路的輸出電流ISENSE與功率管電流IL的比率為RSENSE/R1,，可通過設(shè)置電阻RSENSE和R1,、R2的阻值來調(diào)整比率。該電流檢測電路采用TSMC0.18 μm工藝實現(xiàn),，Hspice仿真結(jié)果表明,，電路可工作的輸入電壓范圍為2.6 V～5.5 V，功率管工作頻率為500 kHz,，可在不同溫度下（-40 ℃,、0 ℃、+25 ℃和+85 ℃）精確檢測功率管電流從0 A～1 A的變化,，且電流檢測電路的輸出電流ISENSE隨功率管電流IL線性變化,，驗證了理論分析，證明了該電路的可行性,。
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參考文獻
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