摘? 要： 時域交錯模數轉換(TIADC)是目前高速高分辨率ADC設計的一種有效方案,。通過一個400MHz 12bit ADC的PCB設計,，闡述了TIADC設計中的一些普遍問題,，在誤差分析的基礎上給出一種硬軟件綜合校正方法,。實測結果表明了設計的有效性,。
關鍵詞： 時域交錯模數轉換,；通道失配,；Gram-Schmidt正交化,；誤差校正,；有效數據位數
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雷達、偵察,、通信等領域對寬帶,、大動態(tài)信號的接收給模數轉換(ADC)提出了更高的要求。對ADC而言,，寬帶意味著高的數據轉換率,，大動態(tài)則要求有高的量化位數[1]。目前單片ADC芯片很難做到兩個指標都很高,。采用時域交錯模數轉換器(TIADC)能夠有效地解決兩者的矛盾[5],，但同時也帶來通道失配問題。本文試圖通過一個400MHz 12bit ADC的PCB設計來分析TIADC設計中的一些問題,。
1 方案設計
ADC芯片的選擇是方案設計中的首要問題,。考慮到器件的性能指標,、價格和可購性以及PCB設計復雜度等方面的因素,，AD公司的AD9430是一款較優(yōu)的選擇。其量化位數為12bit,，數據轉換率可達210MS/s,，內置采樣保持器(S/H)可接收高達700MHz的滿幅模擬信號[2],。時鐘芯片選用Micrel公司的SY100EP32V，該芯片能完成二分頻和ECL差動輸出,，最高工作頻率大于4GHz,，相位Jitter典型RMS僅0.2/s。方案采用兩片AD9430并行時域交錯采集的方式,，使實際的采樣頻率達到400MHz,，即使用200MHz時鐘，ADC1在時鐘上升沿采樣,，ADC2在時鐘下降沿采樣,，兩路采樣數據合并后輸出。其原理如圖1所示,。400MHz正弦時鐘信號經時鐘芯片的二分頻和單端轉差分后,，提供兩片ADC所需200MHz的差分時鐘。單端模擬信號經過傳輸變壓器轉換為差分信號后分兩路分別送入ADC1和ADC2,， 經過ADC采樣量化后輸出數字信號DO和數字時鐘DCO,。FPGA完成對兩路輸出數字信號的鎖存和誤差校正，最后以LVDS方式輸出數據DATA和時鐘CLK,。
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2 PCB設計
對高速系統(tǒng)而言,，如何避免信號間串擾、最大限度地保證信號的完整性,，在PCB的設計時需要周詳考慮,。ADC是模數混合集成芯片，除了一般高速電路PCB設計措施[4]外,，還從以下幾個方面做了重點考慮,。
2.1 電源和地的設計
ADC9430的供電[2]分為數字3.3V和模擬3.3V兩種，時鐘芯片SY100使用3.3V模擬電源,，FPGA需用數字3.3V I/O電壓和1.5V核電壓,。考慮工作電流和電源噪聲等指標,，設計中選用電源調整芯片LT1763和MIC29302提供相應的模擬和數字電壓,。
考慮到PCB上數字信號均采用差分對傳送，地的處理參考評估板[2]采用了模擬地和數字地不分割但模擬和數字器件嚴格分區(qū)的方式,，以保證每個信號都有最小的回流路徑[4],。
為了保證電源良好的高頻噪聲抑制能力和實現一個低阻抗接地系統(tǒng)，四層PCB板中,，2,、3層為電源層和地層。電源線盡 量寬,，元件層和背面信號層做敷銅填充接地處理,。這樣能減少電流密度,，同時電源線和地層形成的大電容能起到良好的退藕作用。為減少連線電感,，退藕電容應盡量靠近芯片電源引腳,。
2.2 信號輸入電路設計
信號輸入電路主要完成輸入模擬信號的單端轉差分功能和匹配器件與傳輸線阻抗。由SMA頭輸入的單端信號經射頻變壓器ADT1-1WT轉為差分信號,，之后經過低通和隔直后送入AD9430,。為了避免引入噪聲，輸入電路沒有任何有源器件,。同時為了減少兩路模擬信號的不平衡度,，也沒有采用功分器。
2.3 時鐘電路設計
由于兩片ADC9430交錯采樣時鐘高達200MHz,，為了實現兩片ADC9430的等間隔采樣,，設計中對兩路時鐘的占空比、抖動,、頻率,、相位等都有很高的要求[2]。
實際設計中,，將外部400MHz時鐘信號2分頻為200MHz作為輸入AD9430的時鐘輸入,，這樣可以保證時鐘信號50%的占空比， 實現ADC9430的等間隔采樣（ADC9430內部也采用時鐘上下沿交錯采集技術）,。
ADC1所需差分采樣時鐘由芯片SY100的同相和反相輸出端共同提供，交換同相和反相輸出端順序則構成ADC2的時鐘輸入,。這樣就杜絕了因使用功分器和反相器而引入的兩路時鐘不平衡,，最大限度地保證兩路時鐘的相位關系。同時SY100本身的結構簡潔,，使得輸出的差分時鐘信號有精度高和抖動小的優(yōu)點,。
為減小其他信號對時鐘的干擾，專門為時鐘信號設計了單獨的信號電流回流路徑,。
2.4 LVDS傳輸方式
LVDS是一種低擺幅的差分信號傳輸技術,，具有終端適配容易、功耗低,、由fail-safe特性確保的高可靠性以及低成本等諸多優(yōu)點,，很適合高速數據傳送。同時LVDS驅動和接收器不依賴于特定的供電電壓,，因此很容易遷移到低壓供電的系統(tǒng)中,，且性能不變。
由于兩片ADC輸出數據速率高達4.8Gb/s,，為了降低串擾,，ADC與FPGA之間的信號傳輸以及FPGA數據輸出均采用LVDS規(guī)范[3],。
2.5 阻抗匹配和布線
在高速電路設計中，阻抗匹配是保證信號完整性的重要條件,。對于模擬信號和時鐘信號輸入電路,，采用50?贅交流阻抗匹配方式。布線采用3W原則,，即線距和線寬保持在3倍以上,。LVDS傳輸線路的阻抗匹配和布線應符合規(guī)范要求。
3 誤差分析與校正
多路ADC通道失配會使轉換結果產生失真并降低有效數據位數（ENOB）,，而設計TIADC必須面對和解決這一問題,。通道失配誤差種類很多[5，6],，對ENOB影響較大的可校正因素主要有ADC增益誤差,、通道間直流偏移誤差以及時鐘相位誤差導致的非均勻采樣。針對以上誤差,，可以分別從硬件和軟件算法上進行校正,。
3.1 ADC增益誤差
增益誤差表現為兩路ADC輸出信號的幅度差異，可通過對轉換輸出乘上一個增益系數來校正,，但是要在FPGA中實現大于200MHz的乘法運算代價很大,。
從硬件角度考慮，由于ADC 轉換的量化電平正比于參考電壓,，所以只要調整器件參考電壓即可控制轉換增益,，實現原理如圖2所示。為了保證兩路參考電壓的相干性,，圖中以ADC1的內部參考電壓Vref1為基準,，經過精密運放調整后得到ADC2的參考電壓Vref2。ADC9430的參考電壓模式[2]有兩種,，通過相應引腳來控制,，如圖2中的SENCE引腳，懸空為內部參考電壓模式,，置高電平則由外部提供參考電壓,。
3.2 通道間直流偏移誤差
本質上，當電路設計采用交流耦合時并不存在直流偏移,，但是當差分信號對地阻抗不相等（變壓器抽頭不對稱,、耦合電容不等值等原因）時，會在ADC 輸入端產生共模信號,，該共模信號造成ADC的直流偏移,。解決該問題需對每路ADC輸出數據減去直流偏移量。如式(1)所示,，通過對i(i=1,，2)路ADC的輸出數據li(n)求均值可估計直流偏移量di,。計算如下：
式(1)中，E{}表示均值運算,。直流偏移會受溫度變化的影響,，該偏移量必須在系統(tǒng)估計。
3.3 相位,、增益,、直流偏移誤差的同時校正
當采樣率滿足fs=4f0/(2l+1)且fs≥2B(其中f0、B分別為信號中心頻率和帶寬,，l=0,，1，2,，…)時,，可以把該兩路ADC看作數字正交化采樣。信號后續(xù)處理如果采用正交數字下變頻時,，兩路ADC的相位誤差同樣反映在下變頻輸出的 I,、Q兩路信號中，于是可以對I,、Q兩路信號進行正交化校正,，實現對ADC和下變頻誤差的同時校正。
采用Gram-Schmidt正交化,，設I,、Q兩路信號為：
由此得到的校正算法流程如圖3所示。詳細誤差分析和其他的校正方法[5-7]在此不作贅述,。
4 ENOB實測結果
有效數據位數(ENOB)是ADC的關鍵指標之一,，采用FFT測量方案，如圖4所示,。高速ADC所需外部400MHz時鐘由頻綜儀提供,模擬測試信號由任意波形發(fā)生器提供近滿功率的單音信號[2]，測試中采用外同步技術保證信號源與時鐘源相參,，輸出數據由后續(xù)信號處理板上FPGA內部邏輯分析儀得到,。
ENOB計算如下：
ENOB=(SINAD-1.76)/6.02 (8)
式(8)中，SINAD為信號的實際信噪比[1]（噪聲包括高次諧波失真,、雜散和寬帶噪聲等）,，可通過對輸出數據做FFT后計算得到。TIADC輸出數據幅度譜如圖5所示,。由圖5知,，經過校正后，直流分量已消失,，幅度,、相位誤差引起的頻率雜散分量也得到較好的抑制,。
TIADC是目前解決ADC高采樣速率和高量化位數之間矛盾的一種有效設計方案。本文通過一個400MHz,、12bit ADC的PCB設計,，闡述了TIADC設計中的一些普遍問題，分析了通道失配來源,，并結合工程實際給出了一種基于Gram-Schmidt正交化的硬軟件校正方法,。設計過程中始終遵循優(yōu)先硬件設計再軟件校正的設計原則。實測結果表明設計方案可行,，硬件設計措施合理,，校正算法有效。
通道失配是TIADC的固有缺陷,，不可能通過硬件設計來消除,，寬帶信號全頻段的實時校正仍是一個有待深入研究的問題。
參考文獻
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