0 引言
太陽能光伏發(fā)電是當今世界上最有發(fā)展前景的新能源技術,，太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)按照系統(tǒng)運行方式的不同可分為離網型光伏發(fā)電系統(tǒng)、并網型光伏發(fā)電系統(tǒng)以及混合型光伏發(fā)電系統(tǒng),。隨著我國光伏發(fā)電系統(tǒng)的迅速發(fā)展,，尤其是光伏屋頂計劃的實施，國內對離網型光伏逆變器的需求將越來越大,。離網型光伏發(fā)電系統(tǒng)主要是由光伏電池陣列,、控制器、逆變器,、儲能裝置等環(huán)節(jié)組成,，如圖1所示，其中逆變器是光伏系統(tǒng)中重要的器件之一,，其可靠性和轉換效率對推行光伏系統(tǒng),、降低系統(tǒng)造價至關重要。
目前,，國內同類產品主要存在以下不足：a．大多采用單片機控制，實時性差,，數據處理及通信能力有限,；b．采用變壓器，體積大,、笨重,；c．輸出電壓精度不高，不能滿足社會發(fā)展的需要,。本文提出了5kW光伏控制器的設計方案,，可以廣泛用于離網型光伏發(fā)電系統(tǒng)、風光互補發(fā)電系統(tǒng),，具有體積小,、重量輕、輸出電壓精度高,、波形好,、現場總線實現智能監(jiān)控等特點。
1 5kW離網型光伏逆變器基本結構
光伏逆變器的結構如下所示,，包含一次回路和二次回路兩部分,，其中一次回路由輸入濾波電路、Boost升壓電路、全橋逆變電路和輸出濾波電路等組成,，二次回路由TMS320Fz812控制器電路,、信號檢測電路、人機交互電路和通訊電路組成,。下面就5kW離網型光伏逆變器的硬件主電路和控制策略進行設計,。圖2光伏控制器結構圖
2 5kW離網型光伏逆變器硬件設計
目前，常用的離網型逆變電路主要有三種拓撲結構：工頻隔離單級逆變器,、高頻隔離兩級逆變器和無隔離兩級逆變器,。經理論計算和實踐驗證，使用一種更適合用在光伏發(fā)電系統(tǒng)中的電路拓撲結構：無隔離兩級逆變,，也叫做Boost逆變器,，如圖3所示。
通過輸入濾波電路對光伏太陽能輸入的48V直流電進行濾波處理,，然后通過Boost升壓電路進行升壓,，采用全橋逆變進行逆變處理，輸出SPWM波,，最后經過LC低通濾波器進行濾波,，輸出50Hz頻率的正弦波。
2．1 輸入濾波電路的設計
輸入濾波電路是由濾波電容組成,，用來減小輸入端電壓的脈動,，假設變換器傳輸最大功率為Pmax，由輸入輸出功率相等可得出一個周期內輸入濾波電容所提供的能量約為
式中,，η為變換器的效率,，fr為IGBT開關器件的工作頻率。將Pmax=5kW,，η=0．95,，fr=18kHz代入上式可得Win≈0．2924J，每半個周期輸入濾波電容所提供的能量為：
式中,，Vinmin為最小輸入直流電壓,；△Vinmin一般取1％Vinmin，本設計中Vinmin=38．4V,，代入式中可得到C=4960 μF,，濾波電容選用鋁電解電容，為減小電容的等效串聯電阻,，選用5個1000 μF電解電容并聯實現,，電解電容的高頻特性不好，設計中在每一個電解電容旁并聯6 μF的CBB高頻電容加以改善,。
2．2 Boost電路
Boost電路如圖4所示,，其中Q為全控型的功率器件IGBT，Boost電路是一種輸出電壓等于或高于輸入電壓的非隔離直流變換電路，當光伏控制器的輸入電壓在允許范圍波動時,，通過控制功率開關器件Q的導通比D,，使輸出電壓保持穩(wěn)定。
根據Boost電路中電感電流是否連續(xù)可以分為電感電流連續(xù),、電感電流斷續(xù)和電感電流臨界連續(xù)三種工作模式,。當工作于臨界工作模式時，電感的取值滿足式(3),。
當輸出功率等于5kW時,，計算得L=20 μH，當工作在電感電流連續(xù)模式下時,，輸出電壓紋波較小,，電容充放電電流的變化率也較小，具有很好的電能輸出質量,，本設計中選取P=100W時所對應的臨界電感值L=1mH,。
電感電流連續(xù)模式下，需要的電容值為：
要想獲得輸出為220VAC的正弦波,，考慮到SPWM調制技術的最大利用率0．866和調制度,，以及IGBT管的導通范圍，Boost變換器需要將直流電壓升到420V,，紋波電壓為直流電壓的5‰,，即為2．1V，占空比D選取最大值0．9,，代入式(4)求得電容值為1033 μF,，考慮到一定裕量，選取3個并聯的470 μF的電解電容,。
2．3 單相全橋逆變電路
本文中單相全橋逆變電路的驅動波形是通過調制法得到的，信號波和載波的產生以及調制都是通過DSP2812實現的,。SPWM有三種調制方式：同步調制,、異步調制和分段同步調制，本設計輸出頻率是50Hz,，頻率不是太低,，所以采用同步調制方式。
2．4 LC低通濾波器
SPWM波中含有載波頻率的整數倍及其附近的諧波分量,。為了獲得良好的輸出電壓波形,，必須利用LC低通濾波器消除高次諧波。隨著載波比的升高,，最低次諧波離基波越遠,，也就更容易進行濾波，提高載波比將有效改善輸出電壓質量，但載波比的提高受制于功率開關器件的開關速度以及開關損耗等因素,，LC低通濾波器的選取主要考慮幾個方面的因素,，噪聲、抑制能力,、輸出阻抗,、逆變電流應力。
設計中還要綜合考慮濾波電路的體積,、重量以及制作成本,，通常截止頻率選擇在開關頻率的1／10～1／20，本設計中選擇系統(tǒng)開關頻率為18kHz,，逆變器輸出交流電源頻率為50Hz,，初步確定截止頻率為1kHz，濾波器中有兩個待定的參數,，即濾波電感和濾波電容,。
LC低通濾波器的結構如圖5所示，
LC濾波器的傳遞函數為：
3 5kW離網型光伏逆變器的控制策略
SPWM控制技術在逆變電路中的應用十分廣泛,，本文采用PID控制與閉環(huán)負反饋控制相結合的數字控制策略,。
3．1 控制脈沖的產生
本文采用TI公司的TMS320F2812為主控芯片，F2812共有兩個事件管理器EVA和EVB,，每個都可產生8路的脈沖輸出,，其中由全比較單元輸出3對互補的信號，每對互補信號的延遲時間可由相應的死區(qū)定時器產生,，事件管理器利用內部的定時器和比較單元產生相應的脈沖,。文中通過EVA輸出一對互補的SPWM脈沖信號和一路獨立輸出的PWM信號，分別控制Boost升壓電路和逆變器電路,。
3．2 輸出頻率的計算
逆變器輸出SPWM脈沖信號的頻率是50Hz,，SPWM波形每個正弦波周期輸出的點數主要取決于目標輸出正弦波的頻率和SPWM脈沖波的載波頻率。如SPWM的載波頻率為18kHz,，要輸出的正弦波的頻率分別為50Hz,，所需要的正弦表的點數N為
獲得18kHz的SPWM載波信號輸出，需要對EVA的定時器周期寄存器TlPR進行配置
式中,，fcpu為DSP 2812的系統(tǒng)頻率,，HISCP為高速外設時鐘設置寄存器,，TPST1為通用定時器T1輸入時鐘預定標參數,，將fcpu=150MHz，HISCP=2,，TPST1=1代入上式得：
計算輸出頻率的誤差,，將TPST1=4166代入式(10),，得出fspwm,，再代入式(9)，得fsin1=50．008Hz,，產生的誤差為0．008Hz,，滿足要求。
3．3 閉環(huán)負反饋控制
DSP2812實時檢測輸出輸入的電壓,、電流值,，反饋到DSP內部，經PI調節(jié)后,，改變相關寄存器參數,，控制驅動脈沖的波形，實現實時閉環(huán)控制,，系統(tǒng)的控制框圖如圖6所示,，系統(tǒng)采用二個閉環(huán)負反饋調節(jié)，根據反饋信號的不同,，實時調節(jié)輸出,，使輸出穩(wěn)定。另外,，當輸出電流信號突然增大到超過最大允許電流時,，關閉PWM輸出，以保護逆變裝置不受損害,。
4 5kW離網型光伏逆變器軟件設計
4．1 SPWM控制程序
本設計利用事件管理器的一個完全比較單元輸出一對互補的PWM脈沖,，時鐘由通用定時器1提供，計數器的工作方式設置為連續(xù)增減方式,。功率開關器件有一定關斷延遲,，當同一橋臂的上管關斷時，下管不能馬上開通,，否則將會由于短路而擊穿,，使用DSP事件管理器的全比較
單元中的死區(qū)控制器，在同一橋臂的開通與關斷間插入一個死區(qū)時間,，防止短路現象發(fā)生,，保護功率器件。SPWM程序主要包括：對EV初始化,、相關變量初始化、正弦表的產生和CMPR1的重載,，前3個功能都是在主程序中完成,。正弦表產生語句如下：
CMPR1的重載是通過比較單元匹配中斷來實現的，中斷服務程序流程圖如圖7所示,。
4．2 A／D轉換中斷服務程序
A／D轉換的觸發(fā)源設置為EV中的事件源觸發(fā),，當AD單元接收到觸發(fā)信號時,，自動開始A／D轉換，且將轉換結果自動存入結果寄存器ADC-RESULT中,，當轉換結束信號到來時,，進入ADCINT中斷服務程序進行相應處理。在中斷服務程序中首先讀取轉換結果,，利用算術平均值濾波算法對轉換結果進行數字濾波,，按一定關系轉換成相應的實際電壓和電流，計算電流和電壓的有效值,，傳遞到主程序中進行判斷和諧波分析并通過液晶顯示出來,，程序流程圖如圖8所示。
5 測試驗證
將5kW光伏逆交器的一次回路和二次回路進行組裝測試,，結合軟件編譯環(huán)境CCS3．3輸出波形如圖9所示,，結果中給出了逆變電路在穩(wěn)態(tài)運行時的實驗結果。
在穩(wěn)態(tài)運行時,，測得到電壓有效值在216V到226V之間波動,，頻率在49．6到50．5Hz之間波動，測試結果表明,，本設計滿足設計要求,。