隨著無線通信的迅猛發(fā)展,，對于多標準多波段的硬件設備需求越來越多,，從而激發(fā)了基于可重構思想硬件的研發(fā)。其中重要的課題之一就是可重構振蕩器,。文獻[1]中采用了螺旋電感結構,，通過控制電感線圈匝數來控制接入電路的電感值的大小，進而實現頻率的變化,；文獻[2]通過MOS開關管控制電路中電感值和電容值,，進而起到頻率重構作用；文獻[3]中采用了一種新型結構將兩諧振電路通過共用變容管結合在一起,，從而使振蕩器可以同時輸出兩種不同頻率的波形,；文獻[4]提出了一種新穎的可重構電路，其中運用了一種有源電感電路,，能夠調節(jié)電路中的總電感,，達到多頻率的效果；文獻[5]采用一種四階諧振電路產生雙頻振蕩波形,，通過輸出端的帶通濾波器分別輸出不同頻率的波形。
    在上面這些電路中,，由于支路的增加或一些特殊結構的運用,，都不同程度地對振蕩器的相位噪聲和諧波產生一定的影響。本文實現了一種協同設計模塊,，在傳統的開關控制可重構振蕩器的基礎上,，通過振蕩器與雙頻濾波器協同設計，緩解了開關裝置對振蕩器輸出相位噪聲的影響,，同時,，對諧波抑制也能起到較好的效果。所實現的模塊在頻偏1 MHz處,，相位噪聲改善了15 dBc/Hz,，對二次諧波的抑制在兩個頻率上分別提高了-19 dB和-45 dB。
1 振蕩器和濾波器的實現
1.1 可重構振蕩器
    可重構振蕩器的電路結構如圖1所示,，電路采用共基極結構,，晶體管基極通過電感接地,，在發(fā)射極端口產生一個負的輸入阻抗，即實現負阻,，再由L,、C組成諧振電路。D為PIN開關管,，其通斷可以實現振蕩器選頻,。當電源S為低電壓時，D斷開,，電容C由于二極管的截止而沒有接入到諧振電路中,，此時得到中心頻率為2.0 GHz的振蕩波形；當電源S為高電壓時,，D導通,，這樣電容C通過二極管接入到諧振網絡中，此時得到中心頻率為1.1 GHz的振蕩波形,，這樣實現了振蕩器的頻率可重構,。電阻R1、R2,、R3和高頻扼流圈為晶體管T提供偏壓,，保證晶體管正常工作，電阻R5和高頻扼流圈L1,、L2為開關管D的偏置,，C3、C4為隔直電容,。

1.2 雙頻段濾波器
    雙頻濾波器的結構如圖2所示,，濾波器結構采用階躍阻抗(SIR)結構[6]，由于階梯阻抗諧振器有多個諧振頻率,，通過選擇合適的阻抗比就可以同時在兩個中心頻率間產生可調的通帶,。其諧振條件由式(1)給出。

  
2 振蕩器和雙頻濾波器的協同設計及測試結果
    為了使振蕩器和濾波器結合起來能使相位噪聲,、二次諧波抑制達到最佳效果,，調整R4和Z0的阻抗，達到輸出匹配狀態(tài),。振蕩器和濾波器電路板都采用FR-4介質板進行設計和制作,。在振蕩器電路中，晶體管采用的是HP公司生產的AT41411,，選用的二極管型號為HSMP-389Z,，其中基極電感L4為2 nH，C2和C1分別為0.5 pF和10 pF，R4為50 Ω標準輸出負載,。實物如圖3,。

    濾波器的頻率為1.1 GHz和2.0 GHz，通過計算及優(yōu)化確定各個參數值,，見圖2,，其中W1=0.4 mm、W2=1.2 mm,、W3=0.96 mm為平行耦合線線寬,；S1=0.25 mm、S2=0.34 mm,、S3=0.57 mm為間隙寬,；L1=28.9 mm、L2=23 mm,、L3=28.6 mm為耦合長度,；W4=2.57 mm、L4=30.46 mm為非耦合微帶線的寬度和長度,。圖4給出了雙頻濾波器的測試結果,。

    圖5、圖6為協同設計前后,、工作頻率分別為1.1 GHz和2.0 GHz時振蕩器輸出信號頻譜的測試結果,。可以看出,，在頻率1.1 GHz時協同設計前對二次諧波抑制為-25 dB,，協同設計后對二次諧波抑制為-44 dB，在頻率2.0 GHz時由協同設計前對二次諧波抑制為-10 dB改善為-55 dB,。同時可以看出,，在協同設計之后，對輸出功率沒明顯惡化,，對二次諧波及高次諧波的抑制起到了很明顯的作用,。圖7是協同設計前后振蕩器相位噪聲的測試結果，可以看出在頻偏范圍100 kHz～3 MHz內,，協同設計后的相位噪聲有了很明顯的改善，頻偏1 MHz振蕩器在兩個頻率上的相位噪聲都改善了將近15 dB,。表1給出了振蕩器在協同設計前后的各個參數的測試值,。

    本文提出了一種新型的協同設計思想，將可重構振蕩器與雙頻濾波器協同設計,，緩解了開關裝置等對振蕩器輸出相位噪聲的影響,，并進而改善二次諧波抑制。

參考文獻
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