一、引　　言

隨著計算機技術的進步,，有限時域差分方法(FDTD-Finite Difference Time Domain)可以研究的微波電路的越來越廣泛,，從無源電路到有源電路，從線性電路到非線性電路,，從準TEM系統(tǒng)到色散系統(tǒng),，F(xiàn)DTD都已得到了成功的應用.

但是，當電路的幾何結構比較復雜,，電路電尺寸較大時,，不論是其所占用的計算機內(nèi)存還是所需要的計算時間都是非常巨大的，甚至 在一些情況下即使耗費了計算時間還無法得到需要的精度.例如,，在分析波導膜片濾波器時,，為正確模擬全部膜片的幾何結構，F(xiàn)DTD柵網(wǎng)的網(wǎng)格尺寸選得非常小,，從而導致描述整個波導濾波器的網(wǎng)格數(shù)量非常大.由于每兩個膜片之間都是均勻波導傳輸線,，使用與膜片相同的柵網(wǎng)顯然是不必要的.人們曾使用非均勻FDTD柵網(wǎng)的辦法解決這個問題，當柵網(wǎng)的大小相差比較大時,，不但收斂性不易控制,，而且仍無法確保節(jié)省計算時間.將Diakoptics思想運用于微波電路的全波分析,，通過將電路分割為若干獨立的部分，根據(jù)每部分的具體結構采用不同的網(wǎng)格,，獨立地對各個部分進行全波時域分析,，由于每部分的網(wǎng)格是均勻的，因而容易保證算法的收斂性.

二,、Diakoptics的概念

Diakoptics定義為：將一個電路分解為若干個較為簡單的子電路,，獨立計算子電路的特性，通過連接條件將子電路耦合連接.線性電路理論中子電路的特性用沖擊響應函數(shù)表示,；子電路間的耦合通過串行和并行兩種算法完成.串行算法是從電路首尾中的任一端開始向另一端連接,，依次將從參考面看入的子電路視為前一級子電路的負載，求出等效的子電路的輸入特性,，并將此輸入特性看成更前一級子電路的負載…,，串行算法思路比較簡單，易于編寫計算機程序,，但存在的問題是：當電路中某一個子電路需要調(diào)整時,，在該子電路之后連接的部分都要從新連接，而且所有的連接計算在時間及空間上只能順序進行,，計算效率較低,；并行算法可以從電路中的任何位置開始，同時計算若干個彼此相鄰的子電路的連接,，且對某個子電路特性的調(diào)整并不影響其它子電路的連接,，特別是當某個子電路的特性需要反復調(diào)整時，對其余子電路的連接計算只需進行一次.

研究微波電路問題時,，若微波電路可以被等效為一個線性網(wǎng)絡的話,，則可以設想描述微波電路特性的格林函數(shù)可對應于電路理論中的沖擊響應函數(shù).從電磁場理論角度看，時域格林函數(shù)g(r,，t;r0,t0)為位于r0點的點源t0時刻施加的單位沖擊信號在觀察點r及t時刻的場,，且滿足方程

　　(1)

兩個微波子電路連接時，其連接參考面上存在著復雜的耦合關系,，這種耦合關系可以用電磁波在存在兩個不連續(xù)界面的媒質(zhì)中反射和透射現(xiàn)象來形象描述,，如圖1所示.那么如何將Diakoptics算法應用于微波電路特性分析中呢?在介紹這一點之前，本文首先簡要介紹Diakoptics算法的數(shù)學描述.

圖1　媒質(zhì)中反射和透射現(xiàn)象可以用來形象描述兩個微波子電路間的耦合關系

三,、Diakoptics算法的數(shù)學描述

以兩個二端口網(wǎng)絡的串,、并行連接給出Diakoptics算法的數(shù)學描述.圖2假設兩個子電路的反射及透射波的沖擊響應函數(shù)分別為：gr1(t),gr2(t),gt1(t),gt2(t)和hr1(t),hr2(t),ht1(t),ht2(t),上標“r”表示反射波，“t”表示傳輸波,，下標1表示從輸入?yún)⒖济鎸﹄娐纷骷?，下?表示從輸出參考面對電路作激勵.設f為兩個子電路連接后電路的沖擊響應函數(shù).使用串行算法，從f網(wǎng)絡輸入?yún)⒖济婵慈氲臎_擊響應為：

fr1(t)=gr1(t)+gt2(t)*hr1(t)*gt1(t)+gt2(t)*hr1(t)
*gr2(t)*hr1(t)*gt1(t)+…+gt2(t)*(hr1(t)
*gr2(t))n*hr1(t)*gt1(t)+…;　(2)

使用并行算法，從f電路的輸入端口看入的沖擊響應函數(shù)fr1(t),ft2(t)以及從f電路的輸出端口看入的沖擊響應函數(shù)fr2(t),ft1(t)分別為：

fr1(t)=gr1(t)+gt2(t)*hr1(t)*gt1(t)+gt2(t)*hr1(t)
*gr2(t)*hr1(t)*gt1(t)+…+gt2(t)*(hr1(t)
*gr2(t))n*hr1(t)*gt1(t)+…
ft2(t)=gt2(t)*hr2(t)+gt2(t)*hr1(t)*gr2(t)*ht2(t)+…
+gr2(t)*(hr1(t)*gr2(t))n*hr2(t)+…　(3)
fr2(t)=hr2(t)+ht1(t)*gr2(t)*ht2(t)+ht1(t)*gr2(t)
*hr1(t)*gt2(t)*ht2(t)+…+ht1(t)*(gr2(t)
*hr1(t))n*gr2(t)*ht2(t)+…
ft1(t)=ht1(t)*gt1(t)+ht1(t)*gr2(t)*hr1(t)*gt1(t)+…
+ht1(t)*(gr2(t)*hr1(t))n*gr1(t)+…

其中,，*代表時域卷積,，上下標的含義不變.

圖2　可說明Diakoptics算法的兩個子電路連接示意圖

多端口子電路連接時，上述算法依然成立,，只是式中各沖擊函數(shù)應換為相應的子矩陣.例如設g網(wǎng)絡為輸入端有M個,、輸出端有N個端口的M+N端口網(wǎng)絡，h網(wǎng)絡為輸入端有N個,、輸出端有L個端口的N+L端口網(wǎng)絡(g與h相鄰面的端口數(shù)目應相同),，g網(wǎng)絡輸入?yún)⒖济嫣幍姆瓷?、傳輸子矩陣分別為：

和

式中下標代表參考面,，i←j的意思為：i為響應所在參考面，j為激勵所在參考面,；上標代表端口,，m←n的意思為：n為輸入端口，m為輸出端口.同理,g網(wǎng)絡輸出參考面處的反射,、傳輸子矩陣分別為：

和

h網(wǎng)絡相應子矩陣可用同樣方法求得.連接后網(wǎng)絡的沖擊響應函數(shù)［f］為：

［fr1(t)］=［gr1(t)］+［gt2(t)］*［hr1(t)］*［gt1(t)］+［gt2(t)］
*［hr1(t)］*［gr2(t)］*［hr1(t)］*［gt1(t)］+…
［ft2(t)］=［gt2(t)］*［ht2(t)］+［gt2(t)］*［hr1(t)］*［gr2(t)］*［ht2(t)］+…
［fr2(t)］=［hr2(t)］+［ht1(t)］*［gr2(t)］*［ht2(t)］+［ht1(t)］
*［gr2(t)］*［hr1(t)］*［gr2(t)］*［ht2(t)］+…
［ft1(t)］=［ht1(t)］*［gt1(t)］+［ht1(t)］*［gr2(t)］*［hr1(t)］*［gt1(t)］+…　(4)

其中［fr1(t)］,、［ft1(t)］、［fr2(t)］和［ft2(t)］分別為M×M,、L×M,、L×L和M×L階子矩陣.下面以［gt2(t)］*［ht2(t)］為例說明如何計算矩陣卷積，并以［gt2(t)］*［ht2(t)］的第一個元素為例,，說明其物理意義：

　(5)

g1←11←2*h1←11←2：h子網(wǎng)絡輸出參考面上第一個端口的輸入通過gh連接面第1個端口的耦合在g子網(wǎng)絡輸入?yún)⒖济嫔隙丝?產(chǎn)生的輸出,；g1←21←2*h2←11←2:h子網(wǎng)絡輸出參考面上第一個端口的輸入通過gh交界面第2個端口的耦合在g子網(wǎng)絡輸入?yún)⒖济嫔隙丝?產(chǎn)生的輸出；g1←N1←2*hN←11←2：h子網(wǎng)絡輸出參考面上第一個端口的輸入通過gh交界面第N個端口的耦合,，在g子網(wǎng)絡輸入?yún)⒖济嫔隙丝?產(chǎn)生的輸出,；所以［gt2(t)］*［ht2(t)］的第一個元素描述了h網(wǎng)絡輸出參考面上第一個端口上的輸入耦合到g網(wǎng)絡輸入?yún)⒖济娴谝粋€端口的輸出.

四、Diakoptics算法在微波電路分析中的實現(xiàn)

Diakoptics源于網(wǎng)絡理論,，為將其應用于微波電路的分析中,，首先需要建立適于使用Diakoptics方法的微波電路的等效電路模型.

1.微波電路的等效時域網(wǎng)絡模型

建立微波電路等效時域網(wǎng)絡模型的基本方法是：利用基函數(shù)技術(或稱時域模技術)將參考面處的場表示為選定的正交基函數(shù)的線性組合，將一個微波網(wǎng)絡等效為一個多模電路,，進而再將多模電路等效為多端口網(wǎng)絡的方法.

選定的基函數(shù)滿足下述條件：只是空間坐標的函數(shù),；與時間無關；構成一個完備正交集.且對于給定的微波電路,，選定的基函數(shù)應能夠有效地描述電路中電磁場的分布規(guī)律.假設：X-Y平面為電路橫截面所在平面,，Z為傳播方向，電路在Dirac-δ函數(shù)激勵下在z=z0處的電場分布為Ei(x,y,z0,t),，{φmn(x,y)}為基函數(shù)族,，用φmm(x,y)可將微波電路中t=t0,z=z0處的場表示為：

　　(6)

其中amn(z0,t0)為第(m,n)次基函數(shù)的系數(shù)，即幅度,，這樣從參考面z=z0看入的微波電路可等效為一個基于基函數(shù)的等效時域多模電路.基函數(shù)的函數(shù)形式既可以是適用于一般電路的正交函數(shù)形式,，也可以是特別適用于某類電路的特殊正交函數(shù).一般說來,，當電路幾何結構比較復雜，不易根據(jù)電路特性選取特殊的正交函數(shù)作為基函數(shù)時,，可以選取矩形脈沖函數(shù)(取網(wǎng)格結點的值作為整個網(wǎng)格的平均值,，故脈沖寬度為一個網(wǎng)格的寬度).但因脈沖函數(shù)描述的只是系統(tǒng)的局部信息，因此要達到足夠的精度,，函數(shù)的展開項數(shù)較多.當正交函數(shù)可以有效表述電路的全局信息時,，通常只需幾項或十幾項，就可以達到所需的精度.例如,，對于均勻填充的矩形波導問題,，如根據(jù)波導內(nèi)的場的分布特性，把基函數(shù)選為{sin,cos}正交函數(shù)集,，通常只需5項就可以滿足要求.相比較之下,，至少需要60個脈沖即60個結點方可較準確地描述波導系統(tǒng)橫截面上的空間場分布.

基函數(shù)的正交性使得每一個基函數(shù)可以被視為一個獨立的端口，因此上述基于基函數(shù)的等效時域多模電路就可以進一步被視為一個多端口網(wǎng)絡.

2.等效多端口網(wǎng)絡特性的計算

沖擊函數(shù)的頻譜是無限寬的,，因此不能直接使用FDTD算法求解系統(tǒng)的沖擊響應函數(shù).FDTD-Diakoptics使用高斯脈沖調(diào)制波作為激勵,，通過加窗Fourier變換技術，求得有限帶寬微波電路的沖擊響應函數(shù).其中,，高斯脈沖激勵的調(diào)制頻率為電路工作頻帶的中心頻率,，脈沖寬度和脈沖時間采樣間隔取決于頻率分辨率和帶寬.盡管激勵脈沖具有有限帶寬導致FDTD-Diakoptics求得的沖擊響應函數(shù)中包含了加窗帶來的影響(稱此時的沖擊響應函數(shù)為準沖擊響應函數(shù))，但是只要滿足下述條件：使用FDTD-Diakoptics分析整個電路特性時,，各個子電路使用具有相同頻譜特性的激勵脈沖,，計入加窗對時域脈沖的展寬效應，最終得到的沖擊響應函數(shù)的頻域響應是足夠準確的.

五,、FDTD-Diakoptics應用實例及討論

本文以一個波導帶通濾波器的特性分析為例說明該算法的應用.圖3為一個具有5個膜片的矩形波導帶通濾波器(WR34).按照本方法首先將該濾波器分為5個部分,，使用FDTD對其進行計算，求出在所有連接參考面處(圖中虛線所示)的場分布.FDTD計算中,，高斯脈沖調(diào)制函數(shù)為：f(t)=AmaxA(x,y)exp［-((t-t0)/T)2］.sin(2πf0t),，其中調(diào)制頻率f0為WR34-TE10模單模工作頻帶的中心頻率；A(x,y)為激勵幅度空間分布,，Diakoptics算法中需計算所有可能存在的基函數(shù)單一激勵時的響應,，所以A(x,y)依次選為每一個基函數(shù).激勵函數(shù)幅度Amax取決于其沿傳播方向的衰減及計算精度，基本原則是達到不連續(xù)性處和觀察面處的場仍具有足夠大的幅度.T的取值要保證在激勵脈沖的頻譜上截止頻率點處的能量具有足夠小的值.本例中,，WR34的單模工作頻帶為：fTE10=17.369GHz,fTE20=34.738GHz,，f0=26.0535GHz,T=200(ps),t0=3T,Amax=10，基函數(shù)為φn(x)=sin,，相應的系數(shù)an(z0,t)如圖4所示(由于文章篇幅原因,，只給出一個結果).圖5為用本文方法得到的濾波器頻率特性，圖中可見該結果與FDTD結果吻合很好.

圖3　五膜片WR34波導帶通濾波器示意圖
 
　　　　　　　　　　　　　　

圖4　本文方法得到的圖3中第一個子電路反射波基函數(shù)的系數(shù)

圖5　圖3所示W(wǎng)R34波導濾波器的頻率特性

六、結　　論

本文介紹了一種分析復雜微波電路的新方法：FDTD-Diakoptics方法,，它可克服傳統(tǒng)的FDTD方法需要大內(nèi)存,、長計算時間的弊病，并可充分發(fā)揮FDTD可易于研究復雜幾何結構電路的優(yōu)勢,，經(jīng)作者的若干分析設計實例證明,，該方法不但比較靈活，且具有較高的精度,，是一種比較有效的微波電路仿真分析方法.