在低壓大電流變換器中倍流同步整流拓撲結構已經被廣泛采用,。就其工作原理進行了詳細的分析說明,，并給出了相應的實驗和實驗結果。

關鍵詞：倍流整流,；同步整流,；直流/直流變換器；拓撲

0    引言

    隨著微處理器和數(shù)字信號處理器的不斷發(fā)展,，對芯片的供電電源的要求越來越高了,。不論是功率密度、效率和動態(tài)響應等方面都有了新要求,，特別是要求輸出電壓越來越低,，電流卻越來越大。輸出電壓會從過去的3.3V降低到1.1～1.8V之間,，甚至更低[1],。從電源的角度來看，微處理器和數(shù)字信號處理器等都是電源的負載,，而且它們都是動態(tài)的負載，這就意味著負載電流會在瞬間變化很大,，從過去的13A/μs到將來的30A/μs～50A/μs[2],。這就要求有能夠輸出電壓低、電流大,、動態(tài)響應好的變換器拓撲,。而對稱半橋加倍流同步整流結構的DC/DC變換器是最能夠滿足上面的要求的[3]。

    本文對這種拓撲結構的變換器的工作原理作出了詳細的分析說明,，實驗結果證明了它的合理性,。

1    主電路拓撲結構

    主電路拓撲如圖1中所示。由圖1可以看出,，輸入級的拓撲為半橋電路,，而輸出級是倍流整流加同步整流結構,。由于要求電路輸出低壓大電流，則倍流同步整流結構是最合適的,，這是因為：

圖1    主電路拓撲

    1）變壓器副邊只需一個繞組,，與中間抽頭結構相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結構的一半,，所以損耗在副邊的功率相對較?。?/p>

    2）輸出有兩個濾波電感,，兩個濾波電感上的電流相加后得到輸出負載電流,，而這兩個電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以,，最終得到了很小的輸出電流紋波,；

    3）流過每個濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結構相比較,，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了,；

    4）較少的大電流連接線（high current inter-connection），在倍流整流拓撲中,，它的副邊大電流連接線只有2路,，而在中間抽頭的拓撲中有3路；

    5）動態(tài)響應很好,。

    它唯一的缺點就是需要兩個輸出濾波電感,，在體積上相對要大些。但是,，有一種叫集成磁（integrated magnetic）的方法,，可以將它的兩個輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個磁芯內，這樣可以大大地減小變換器的體積,。

2    電路基本工作原理

    電路在一個周期內可分為4個不同的工作模式,，如圖2所示，理想的波形圖如圖3所示,。

(a)    模式1[t0－t1]

(b)    模式2[t1－t2]

(c)    模式3[t2－t3]

(d)    模式4[t3－t4]

圖2    工作模式圖

圖3    工作波形圖

    模式1[t0－t1]    在t=t0時刻,，開關管S1導通，變壓器原邊兩端的電壓為正,，且有Vp=Vin/2,；而開關管S2一直都處于關斷狀態(tài)，由于S1的導通,，S2的漏源極電壓（Vds2）被鉗位到輸入電壓,，即Vds2=Vin。變壓器副邊電壓Vsec為高電平,，同步開關管SR1的門極也是高電平,，SR1導通,。此時，負載的電流等于兩個輸出電感電流之和,，且全部流經SR1,。在這個模式下，濾波電感Lo1上的電流是增大的,，而電感Lo2上的電流是減小的,，它們的電流紋波有相互抵消的作用，所以,，負載電流Io的紋波是很小的,。

    模式2[t1－t2]    在t=t1時刻，S1關斷,。由于變壓器漏感Lk的存在,，電流要繼續(xù)維持原來的方向，所以,，如圖3(b)中所示,，此時在變壓器原邊存在兩個回路，一個是由C1,，Coss1,，Lk構成，對S1的輸出結電容Coss1充電,；另一個是由C2,，Coss2，Lk構成,，對S2的輸出結電容Coss2進行放電,。最后S1及S2的漏源極電壓都被鉗位在輸入電壓的一半，即Vds2=Vds2=Vin/2,。同時,，變壓器原邊的電壓此時為零，副邊也是零,，此時,，SR1及SR2都處于導通狀態(tài)，分別對兩個輸出電感上的電流進行續(xù)流,。且兩個電感上的電流都是減小的，所以,，最后得到的輸出負載電流（ILo1＋ILo2）是減小的,。

    模式3[t2－t3]    在t=t2時刻，S2導通,。S1處于關斷狀態(tài),，其兩端電壓也被鉗位到輸入電壓,，即Vds1=Vin。由圖2(c)中可以看出,，變壓器原邊的電壓為負,，且等于輸入電壓的一半，即Vp=－Vin/2,。相對應的同步管SR2導通,，所有的負載電流都會流經SR2。且輸出電感電流ILo2是增大的,，ILo1是減小的,。但最終得到的負載紋波電流是增大的。

    模式4[t3－t4]    在t=t3時刻,，S2關斷,。在這個工作模式下，原邊的工作原理同圖2(b)正好相反,。這時,，S1及S2都處于關斷狀態(tài)。存儲在變壓器原邊漏感中的能量對S1及S2輸出結電容進行充放電,。其中對Coss1是放電,，而對Coss2進行充電。變壓器原副邊的電壓都為零,，副邊的兩個同步整流管都被觸發(fā)導通,。兩個輸出電感上的電流都在不斷地減小，所以,，總的負載電流是減小的,。

    在模式4[t3－t4]后，接著就進入下一個周期,。

3    實驗及結果

    在前面分析的拓撲基礎上,，完成了一個輸入為DC 36V，輸出為1V/25A的DC/DC變換器,。這個電路中所用到的參數(shù)見表1所列,，其中所有的參數(shù)和圖1的主電路中所標注的是相對應的。

表1    實驗參數(shù)

    圖4所示的是原邊兩個主管和副邊同步管的門極驅動波形,。通道R2表示S1的驅動波形,；通道R1表示S2的驅動波形；通道1是同步管SR2的驅動波形；通道2是同步管SR1的驅動波形,。由表1可以看到,，變壓器漏感Lk=600nH。所以,，在電流較小的時候,，存儲在漏感中的能量不是很大，因而開關管在關斷后的漏感和開關管輸出結電容間的振蕩不是很大,，圖5所示的是在負載電流Io=5A時的S2漏源極vds2的波形,。

圖4    門極驅動波形

圖5    vds2波形（Io=5A）

    當變換器以滿載Io=25A輸出時，變壓器原邊的振蕩就明顯地增大,。這是因為,，當輸出電流增大的時候，反映到原邊的電流也會增大,，所以,，這個時候存儲在變壓器漏感中的磁能就會增大，在toff期間內振蕩的時間較長,，幅值也較大,，如圖6所示。在大電流的拓撲中,，這種振蕩的損耗也是不可忽略的,。圖7給出了變換器的效率曲線圖，最大值出現(xiàn)在Io=15A時,。

圖6    vds2波形(Io=25A)

圖7    效率曲線圖

4    結語

    對適于低壓大電流的整流拓撲（倍流整流＋同步整流）的工作原理作了詳細的說明,，并在分析的基礎上，給出了相應的實驗結果,。證明了這種整流拓撲在低壓大電流DC/DC變換器中的合理性,。隨著對電源性能要求的提高，這種整流拓撲將會越來越廣泛地被采用,。但應該指出的是,，變壓器的漏感應該盡量地減小，以減少原邊振蕩,。