在無線信道中存在著多徑衰落,，嚴(yán)重影響了數(shù)據(jù)傳輸速率的提高,。而正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)具有很好的抗多徑能力，因此歐洲的DVB-T標(biāo)準(zhǔn)采用了OFDM技術(shù)進(jìn)行高質(zhì)量的視頻傳輸,。這項標(biāo)準(zhǔn)已經(jīng)被世界上很多國家采納為自己的地面數(shù)字電視傳輸標(biāo)準(zhǔn),。
1 系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)
　　系統(tǒng)設(shè)計的輸入中頻信號，直接對中頻信號進(jìn)行亞采樣,。系統(tǒng)分為前FFT同步,、FFT、后FFT同步與TPS解調(diào),、信道均衡與校正,、信道解碼五個模塊。如圖1所示,。經(jīng)過前FFT同步模塊,，數(shù)據(jù)被變換為速率為9.14MS/s的復(fù)數(shù)基帶信號，同時去掉保護(hù)間隔,；經(jīng)FFT變換后數(shù)據(jù)被變換到頻域,；后FFT同步模塊在頻域中完成整數(shù)頻偏的估計與校正、精符號偏移與采樣率偏移的估計、TPS解調(diào)與導(dǎo)頻提??；然后信道估計" title="信道估計">信道估計與均衡模塊利用提取的導(dǎo)頻進(jìn)行CPE估計與校正、信道估計與均衡,；接下來在信道解碼模塊中完成星座解映射,、解符號交織、解比特交織,、Viterbi譯碼,、解卷積交織、RS譯碼,、解能量擴(kuò)散,，最后輸出TS流數(shù)據(jù)。

2 數(shù)據(jù)傳輸
　　解調(diào)器中包括5個大的模塊,，這5個模塊之間存在大量的數(shù)據(jù)交換,。為了提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)男什⒔档痛鎯卧南模P者采用了如圖2所示的以一個多路交叉開關(guān)" title="交叉開關(guān)">交叉開關(guān)為核心的數(shù)據(jù)傳輸模塊來完成這5個模塊之間的數(shù)據(jù)交換,。

　　OPU-i表示5個模塊,，稱為運(yùn)算單元，而RAM-i表示5個RAM塊,，5個運(yùn)算單元以流水線的方式交替使用這5個RAM塊,，流水線節(jié)拍如圖3所示。OPU-0主要完成基帶變換,，F(xiàn)FT前同步,；OPU-1主要完成FFT變換；OPU-2主要完成FFT后同步,；OPU-3主要完成信道估計與均衡,；OPU-4主要完成信道解碼。其中一路地址的交叉開關(guān)如圖4所示,。
　　可以看出1 bit地址信號的交叉開關(guān)需要5個四輸入與門和1個五輸入或門,，總共按照32 bit數(shù)據(jù)(雙向)和12 bit地址計算，則需要380個四輸入與門和76個五輸入或門,，而且沒有一路信號只經(jīng)過兩級門延遲,。因此從實現(xiàn)規(guī)模和信號延遲上看，這個多路交叉開關(guān)都是容易實現(xiàn)的,。這個模塊在Altera Stratix1S25 FPGA上驗證，其存取速度可以達(dá)到100MHz以上,。

2.1 基帶變換模塊
　　本系統(tǒng)設(shè)計的中頻輸入頻率為36.5714MHz,，亞采樣速率為：27.42855MHz，設(shè)ω0=9.14285MHz,低通濾波器的通帶歸一化截止頻率為0.277488966788,，阻帶歸一化截止頻率為0.3891776998784,。通帶內(nèi)平坦度要求小于0.002dB,，阻帶抑制要求大于60dB，這個低通濾波器用一個74階的FIR低通濾波器實現(xiàn),?；鶐ё儞Q模塊結(jié)構(gòu)如圖5，其中NCO為數(shù)控振蕩器,，與一個復(fù)數(shù)乘法器" title="乘法器">乘法器一起完成基帶變換,、IQ分離和分?jǐn)?shù)頻偏校正的功能，結(jié)構(gòu)如圖6所示,。

　　復(fù)數(shù)乘法器采用Cordic算法實現(xiàn)^[1],，相位累加器根據(jù)輸入的振蕩頻率調(diào)整相位累加的步長，其輸出為本地載波的相位,。Cordic乘法器的一個乘數(shù)為采樣數(shù)據(jù),，另一個乘數(shù)就是本地載波的相位，其兩個輸出分別為輸入數(shù)據(jù)與cos和sin相乘的結(jié)果,。乘法器的輸出進(jìn)入上面所描述的74階FIR低通,，然后直接進(jìn)行3倍抽取從而獲得速率為9.14MS/s的數(shù)字基帶信號。
2.2 粗符號同步
　　粗符號同步模塊包括粗符號同步估計,、FFT窗位置調(diào)整,、分?jǐn)?shù)頻率偏移估計。
2.2.1 粗符號同步估計
　　粗符號同步和分?jǐn)?shù)頻偏采用基于TGI的聯(lián)合估計算法^[2],，它利用TGI相關(guān)進(jìn)行同步估計,。具體算法參見參考文獻(xiàn)，實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖7所示,。其中N_FFT=2048;N_TGI是保護(hù)間隔的長度,，可以為N_FFT的1/32、1/16,、1/8,、1/4四個值。

　　在相關(guān)結(jié)果取絕對值后有一個峰值搜索和鎖定環(huán)路,，峰值搜索是為了尋找到粗符號同步位置,，但是由于這個算法直接估計出的粗符號同步位置會有10個樣點(diǎn)左右的抖動，這個抖動會影響后FFT同步的估計,，因此這里引入一個鎖定環(huán)路來穩(wěn)定這個抖動,。峰值搜索對過門限的信號峰值進(jìn)行搜索。
2.2.2 FFT窗位置調(diào)整
　　FFT窗位置調(diào)整模塊結(jié)構(gòu)圖如圖8所示,。利用粗符號同步信號同步地將數(shù)據(jù)寫入深度為N_FFT+N_TGI的FIFO,，精符號同步調(diào)整控制模塊產(chǎn)生輸出數(shù)據(jù)的選通信號，以去掉TGI，實際是利用一個向下計數(shù)器,，計數(shù)初始值由精符號同步估計出的精符號同步誤差決定,，計數(shù)器的啟動由粗符號同步信號控制，當(dāng)計數(shù)器下溢時停止計數(shù),，并產(chǎn)生輸出使能信號,。N_SYM=N_FFT+N_TGI。

2.2.3 分?jǐn)?shù)頻偏鎖定環(huán)路
　　圖9為分?jǐn)?shù)頻偏鎖定環(huán)路,，其中FD為頻率檢測器,，按照圖7描述的算法進(jìn)行分?jǐn)?shù)頻率偏移的估計。LF為環(huán)路濾波器,，其傳輸函數(shù)為：,，其中K₁＝0.02，K₂＝－0.7,，其頻率響應(yīng)如圖10所示,。

　　ACC為累加器。NCO即圖 5中所描述的數(shù)控振蕩器,。