1 引 言
國外航空靜止變流器目前已經(jīng)系列化,，單相靜止變流器從50VA～6KVA有20個功率等級，三相靜止變流器從150VA～12KVA有11個功率等級,，其中基本模塊有6個,，最大功率為1kVA，功率密度為6.1kg/kVA,。許多功率等級的產(chǎn)品,，尤其是大于1kVA的產(chǎn)品多采用由幾個基本模塊構(gòu)成的模塊方案。目前國內(nèi)的航空靜止變流器僅有三個品種,，最大功率為1kVA,，大于1kVA的仍然使用旋轉(zhuǎn)變流器，且不能并聯(lián)工作,，與先進國家差距較大,。
航空靜止變流器的模塊化及系列化設(shè)計可以有效地提高系統(tǒng)的通用型、可靠性,、可維護性及可擴展性,。采用多個電源模塊并聯(lián)組合成大功率電源是實現(xiàn)電源高可靠性的關(guān)鍵，本文在成功研制1kVA高頻軟開關(guān)航空靜止變流器模塊的基礎(chǔ)上,，進一步研究了由多個單相模塊組合成大功率航空靜止變流器的方案,。實驗表明，采用模塊并聯(lián)方案具有簡單可靠,、效率高,、體積小等優(yōu)點，對提高航空靜止變流器的可靠性,、可維護性和通用性具有重要意義,。
2 系統(tǒng)構(gòu)成及工作原理
3kVA高頻軟開關(guān)航空靜止變流器采用3臺1kVA 27VDC/115V 400Hz單相DC/AC航空靜止變流器模塊并聯(lián)構(gòu)成(見圖1)。3臺航空靜止變流器模塊均為電壓,、電流雙環(huán)控制,，通過公用電壓調(diào)節(jié)器穩(wěn)定并聯(lián)系統(tǒng)的輸出電壓及頻率，同時產(chǎn)生統(tǒng)一的模塊電流給定信號,，各并聯(lián)模塊工作于電流跟蹤壯態(tài),，從而實現(xiàn)各航空靜止變流器模塊的均流并聯(lián),。該方案簡單可靠，模塊間僅有一條電流給定線連接,，不需要輸出隔離變壓器以及復雜的均流控制電路,，因此體積小、重量輕,。
圖1系統(tǒng)構(gòu)成及工作原理框圖
2.1 1kVA單相軟開關(guān)航空靜止變流器模塊的構(gòu)成及工作原理
1kVA 27VDC/115V 400 Hz AC航空靜止變流器模塊由DC/DC變換,、DC/AC逆變、吸收電路,、控制保護電路及機內(nèi)電源等組成(見圖2),。DC/DC變換部分采用兩路交錯并聯(lián)有源箝位軟開關(guān)正激變換器輸出100kHz、占空比可變的周期過零的脈沖波,。DC/AC逆變采用V6~V9組成橋式逆變器,，經(jīng)離散脈沖滯環(huán)控制(DPM)，在直流母線電壓Ub過零時進行開關(guān)切換,，實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開關(guān),。逆變橋輸出調(diào)制電壓，經(jīng)濾波電感Lf,、電容Cf濾波后,，得到115V/400Hz的單相交流電輸出。
圖2 單逆變模塊主電路拓撲圖
控制電路采用電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方案,，該方案可以在保證系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時自動達到限制電流的目的,。經(jīng)過分析發(fā)現(xiàn)，傳統(tǒng)雙環(huán)控制兩態(tài)調(diào)制方案,，電感電流變化較大,，逆變橋開關(guān)損耗大。為此,，引入三態(tài)控制方式,，即在電感電流與電流給定誤差小于滯環(huán)上限且大于滯環(huán)下限時，開通V7,、V9使電感處于自然續(xù)流狀態(tài),，只有當誤差大于滯環(huán)上、下限時才進入兩態(tài)調(diào)制,，這樣就可以有效地減少開關(guān)管的切換次數(shù)(每周期69～71次),，提高了變換器的效率,，同時減小了輸出能量的回饋,。
該靜止變流器模塊的DC/DC電路采用有源箝位技術(shù)，DC/AC采用零電壓開關(guān)技術(shù),，效率較高(額定阻性負載時為83.1%,，其中DC/DC為89.2%,，DC/AC為93.2%，THD為0.894%,，功率密度為5.3kg/kVA),。
2.2 3kVA單相航空靜止變流器的構(gòu)成及工作原理
3kVA單相航空靜止變流器由3塊1kVA逆變模塊并聯(lián)構(gòu)成(見圖3)。并聯(lián)控制電路采用公用電壓外環(huán)方案,，即由一個公用電壓調(diào)節(jié)器作為外環(huán)用來調(diào)節(jié)航空靜止變流器的輸出電壓,，它的輸出信號ig為各模塊的電流內(nèi)環(huán)的給定輸入信號，由于電流內(nèi)環(huán)可以等效為一比例放大環(huán)節(jié),，等效放大倍數(shù)為電流環(huán)反饋系數(shù)的倒數(shù),。因此，當各模塊的電流內(nèi)環(huán)反饋系數(shù)Kin相等時,，各模塊的濾波電感電流相等,，從而實現(xiàn)了并聯(lián)航空靜止變流器模塊的均流。
圖3共用電壓調(diào)節(jié)器航空靜止變流器并聯(lián)系統(tǒng)框圖
2.3 并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流分析
圖4為兩臺航空靜止變流器模塊并聯(lián)系統(tǒng)的輸出等效電路,，r1,，r2分別表示航空靜止變流器的輸出連線的阻抗L1，C1和L2,，,，C2分別為航空靜止變流器輸出濾波電感和電容，RL為負載電阻,。由圖可知,，存在以下關(guān)系式
(1)
圖4 公用電壓調(diào)節(jié)器輸出等效電路
式中: Ig為公用電壓調(diào)節(jié)器輸出，
分別為兩臺上述航空靜止變流器模塊的電流環(huán)等效放大倍數(shù),。對于該航空靜止變流器并聯(lián)系統(tǒng),，r1和r2非常小，因此U&0≈U&1,，U&0≈U2,，故式1可以簡化為
(2)
從式(2)中可看出，任一逆變模塊的輸出電流等于該模塊的電感電流與該模塊的濾波電容電流的差,。由式(2)得該控制方式下兩并聯(lián)模塊間的環(huán)流IH為
(3)
從式(2,，3)中可以看出，兩臺逆變模塊的輸出電流以及兩臺逆變模塊間的環(huán)流由兩個分量組成:(1)由于兩逆變模塊的電流放大倍數(shù)差而引起的環(huán)流;(2)由于兩臺逆變模塊的輸出濾波電容的差異而引起的環(huán)流,。
(1)當
,，令C1=C+△C1C2，C2=C+△C2,，則式(3)化為
(4)
其中:△C=△C1-△C2,。從式(4)中可以看出當兩臺逆變模塊的輸出濾波電容不相等時會在兩逆變模塊間產(chǎn)生環(huán)流，這一環(huán)流正比于兩濾波電容的差△C,。
(2)當C=C1=C2,，令
,，則式(4)化為
(5)
其中:
。從式(5)中可以看出當兩臺逆變模塊的電流放大倍數(shù)不相等時會在兩逆變模塊間產(chǎn)生環(huán)流,，這一環(huán)流正比于兩逆變模塊電流放大倍數(shù)差△K,。
綜合(1)與(2)分析可知:在共用一個電壓調(diào)節(jié)器的多電流模塊并聯(lián)系統(tǒng)中，欲使各模塊均分負載電流,，必須減小各逆變模塊間在電流反饋環(huán)節(jié),、輸出濾波環(huán)節(jié)上參數(shù)的差異。
2.4 并聯(lián)系統(tǒng)動,、靜態(tài)分析
假設(shè)3個模塊的輸出濾波電感和輸出濾波電容相等,，各電流環(huán)的放大倍數(shù)，輸出線路阻抗均相等,，即:L1=L2=L3=L,，C1=C2=C3=C，r1=r2=r3=r,，
,，對于該航空靜止變流器并聯(lián)系統(tǒng)，并聯(lián)連接線較短,，輸出線路阻抗r非常小,，可以忽略，因此U&0≈U&1,。
假設(shè)單逆變模塊的負載為R,，電壓環(huán)的放大倍數(shù)為k，積分時間常數(shù)為rV,，可得單逆變模塊的正向通道傳遞函數(shù)為
(6)
反饋通道傳遞函數(shù)為H(s)=Kv (7)
單逆變模塊的輸入輸出傳遞函數(shù)為
(8)
n個單逆變模塊并聯(lián)后,，并聯(lián)系統(tǒng)的正向通道傳遞函數(shù)為
(9)
由于是共用電壓環(huán)，因此,，反饋通道傳遞函數(shù)不變
H′(s)=Kv=H(s) (10)
并聯(lián)系統(tǒng)的輸入輸出傳遞函數(shù)為
(11)
比較式(6,，9)和式(8，11),，n個模塊并聯(lián)系統(tǒng)的負載為nR時的正向傳遞函數(shù)和輸入及輸出傳遞函數(shù)與單模塊負載為R時完全一致,，即n模塊并聯(lián)系統(tǒng)動、靜態(tài)特性與相應(yīng)n分之一功率輸出的單模塊的動,、靜態(tài)特性完全一致,。因此，并聯(lián)系統(tǒng)的動,、靜態(tài)特性較單模塊有所提高,，輸出功率增加了n倍：P0′=nP0。
單逆變模塊逆變器的等效輸出阻抗為
(12)
并聯(lián)系統(tǒng)的等效輸出阻抗為
(13)
由此可見，與單模塊相比,，并聯(lián)系統(tǒng)的放大倍數(shù)提高，輸出阻抗減小,，外特性變硬,。并聯(lián)系統(tǒng)空載時輸出電壓與單模塊相同，在相同負載條件下,，輸出電壓下降量減少,。系統(tǒng)的輸出功率與并聯(lián)模塊數(shù)量成正比。
3 3kVA 27VDC/115V 400Hz航空靜止變流器調(diào)試與實驗結(jié)果
經(jīng)過上述分析,，用Saber仿真軟件進行了仿真,，結(jié)果與分析結(jié)果一致。并聯(lián)運行前,，將3臺航空靜止變流器的電流環(huán)的反饋系數(shù)和輸出濾波參數(shù)調(diào)整至基本一致,。逆變器控制參數(shù)為:kvf=0.034，kv=12.14,， ,，ki=1.471。以下為實驗結(jié)果：
輸入電壓:20VDC～30VDC,，輸出功率:3000VA,，輸出電壓:115V±3%，輸出頻率:400Hz±0.1%,，輸出失真度:≯2%,，整機效率:≮82%。
表1給出了該系統(tǒng)在輸入直流母線電壓為額定電壓27V時,，負載分別為阻性和感性情況下的實驗數(shù)據(jù),。
圖5給出系統(tǒng)在阻性額定負載(3KW)，航空靜止變流器輸出電壓U0和3個逆變模塊的輸出電流i01,，i02,，i03的波形。(不均衡度優(yōu)于1.31%),。圖6給出系統(tǒng)在感性額定負載(3KWA)(cosφ=0.766),，航空靜止變流器輸出電壓U0和3個逆變模塊的輸出電流i01，i02,，i03的波形,。(不均衡度優(yōu)于0.09%)。
圖5 阻性額定負載下,，逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形
說明:：圖5中Ch1為輸出電壓U0(250/格),，Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格);Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格)，Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格);時基為1ms/格。
圖6 感性額定負載下,，逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形
說明：圖6中Ch1為輸出電壓U0(50V/格)時基為500μs/格,，Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格)，Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格),，Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格),。
從上述實驗數(shù)據(jù)和波形可以看出:：利用該種方法實現(xiàn)航空靜止變流器并聯(lián)，對于阻性負載及感性負載具有較好的均流性能,，不均衡度優(yōu)于2%,。
在本系統(tǒng)中，由于所有并聯(lián)模塊都跟蹤統(tǒng)一的電流給定,，保證了各模塊的電流相位和幅值均能一致,，。因此,，并聯(lián)模塊間的均流精度較好,，并且，在突加突卸負載時,，整個系統(tǒng)都能保持穩(wěn)定,，并聯(lián)模塊間的均流精度不受影響。另一方面,，由于所有并聯(lián)模塊均為電流型模塊,，插入及拔出系統(tǒng)時對系統(tǒng)的輸出電壓影響很小，因此,，該系統(tǒng)的熱拔插設(shè)計較電壓型模塊的并聯(lián)熱拔插設(shè)計要方便得多,。同時，可以采用文獻5中的分散邏輯方案實現(xiàn)控制冗余,。
4 結(jié) 論
本文對基于主從控制的電流控制型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)進行了研究,，經(jīng)過分析和實驗可以得出以下結(jié)論:
(1)對基于電壓、電流雙閉環(huán)控制的逆變器,，可采用公用電壓環(huán)的方案構(gòu)成主從式并聯(lián)系統(tǒng);
(2)公用電壓環(huán)的方案構(gòu)成主從式并聯(lián)系統(tǒng)動靜態(tài)特性較單模塊有所提高;
(3)電流瞬時控制提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度,，輸出電壓的失真小;
(4)并聯(lián)系統(tǒng)的輸出阻抗變小，輸出功率與并聯(lián)模塊數(shù)量成正比;
(5)模塊間環(huán)流的大小與各模塊的電流環(huán)放大倍數(shù)以及輸出濾波電容的誤差成正比,。保證各模塊的電流環(huán)放大倍數(shù)以及輸出濾波電容一致,，便能很好實現(xiàn)各模塊間電流的均分;
(6)并聯(lián)模塊數(shù)的增加并不影響各模塊的均流精度，因此這種控制方式?jīng)]有限制并聯(lián)模塊數(shù)量,，能方便地實現(xiàn)電源系統(tǒng)的擴容和冗余,，有很好的應(yīng)用前景。