圖1反激變換器的電路
                            （a）具有寄生元器件的反激變換器,；（b）CCM方式工作波形；（c）DCM方式工作波形
　　圖1 給出反激變換器在連續(xù)導通型工作（CCM）和斷續(xù)導通型工作（DCM）的幾個寄生元器件,。如一次級間漏感,、MOSFET的輸出電容、二次側二極管的結電容等,。當MOSFET關斷時,，一次電流Id給MOSFET的Coss充電，此電壓力加在Coss上,，Vds超過輸入電壓,，加上了折返的輸出電壓VIN＋Nv。,，二次側二極管導通,。電感Lm上的電壓鉗在Nvo，也就是LIK1與Coss之間的高頻諧振及高浪涌,，在CCM工作模式下,，二次側二極管一直導通，直到MOSFET再次導通,。因此當MOSFET導通時,，二次側二極管的反轉恢復電流要疊加到一次電流上。于是,，在一次就有一個大的浪涌出現(xiàn)在導通時,，此即意味著對于DCM工作情況，因二次側電流在一個開關周期結束之前已經干涸,。所以Lm與Coss之前才有一個諧振,。
　　二、吸收回路設計
　　由于LIK1與Coss之間的諧振造成的過度高電壓必須為電路元器件能接受的水平,，為此必須加入一個電路,，以保護主開關MOSFET。RCD吸收回路及關鍵波形示于圖2和圖3所示,。它當Vds超出VIN+nV時,，RCD吸收回路使吸收二極管VDsn導通的方法來吸收漏感的電流。假設吸收回路電容足夠太,，其電壓就不會超出,。
　　當MOSFET關斷時，Vds充電升到VIN+nV。一次電流通過二極管VDsn到達吸收回路的電容Csn處,，二次側的整流管在同時導通。因此其上的電壓為Vsn-nV,，Isn的斜率如下：

     圖2反激變換器的RCD吸收回路

    圖3加入吸收回路的DCM關鍵波形
　　式中：isn是流進吸回路的電流,；Vsn是吸收回路電容上的電壓；n是主變壓器匝數(shù),；LIK1是主變壓器的漏感,。因此，時時TS可以從下式求出：

　　式中：Ipeak是一次電流的峰值,。
　　吸收回路電容電壓,，Vsn在最低輸人電壓及滿載條件下決定。－旦Vsn定了,，則吸收回路的功耗在最低輸人電壓及滿載條件下為：

　　式中：fs是開關頻率,；Vsn為2～2．5倍的nVo，從公式中看出非常小的Vsn使吸收回路損耗也減小,。
　　另一方面,，由于吸收回路電Rsn的功耗為，我們可以求得電阻：

　　然后吸收回路的電阻選用合適的功率來消耗此能量,，電容上的最太紋波電壓用下式求出：

　　通常5％ － 10％的紋波是可以允許的,，困此，吸收回路的電容也可用上式求出,。
　　當變換器設計在CCM工作模式下時,，峰值漏電流與吸收回路電容電壓一起隨輸入電壓增加而減少。吸收回路電容電壓在最高輸入電壓和滿戴時可由下式求出：

　　式中：fs為開關頻率,；LIK1為一次漏感,；n為變壓器匝數(shù)比；Rsn為吸收回路電阻,；Ipeak2為一次在最高輸入電壓和滿載時的峰值電流,。當變換器工作在CCM
狀態(tài)，又是最高輸入電壓及滿載條件Ipeak2表示如下：

　　式中：PIN為輸入功率,；Im變壓器勱磁電感,。VDCmax為整流的最高輸人電壓值Vdc。
　　如果在瞬間過渡時及穩(wěn)態(tài)時Vds的最高值低于MOSFET 的BVdss電壓的90％和80％,，則吸收回路二極管的耐壓要高于BVdss,，可以選用一個超快恢復二極管為1A電流，耐壓120％BVdss,。