軟開關的實質是什么,？所謂軟開關，就是利用電感電流不能突變這個特性,，用電感來限制開關管開通過程的電流上升速率,，實現(xiàn)零電流開通。利用電容電壓不能突變的特性,，用電容來限制開關管關斷過程的電壓上升速率,，實現(xiàn)零電壓關斷。并且利用LC諧振回路的電流與電壓存在相位差的特性,，用電感電流給MOS結電容放電,，從而實現(xiàn)零電壓開通,。或是在管子關斷之前,，電流就已經過零,，從而實現(xiàn)零電流關斷。
軟開關的拓撲結構非常多,，每種基本的拓撲結構上都可以演變出多種的軟開關拓撲,。我們在這里，僅對比較常用的,，適用于APFC電路的BOOST結構的軟開關作一個簡單介紹并作仿真,。我們先看看基本的BOOST電路存在的問題，下圖是最典型的BOOST電路：
假設電感電流處于連續(xù)模式,，驅動信號占空比為D,。那么根據(jù)穩(wěn)態(tài)時，磁芯的正向勵磁伏秒積和反向勵磁伏秒積相同這個關系,，可以得到下式：VIN×D=(VOUT-VIN)(1-D),，那么可以知道：VOUT=VIN/(1-D)
那么對于BOOST電路來說，最大的特點就是輸出電壓比輸入電壓高,，這也就是這個拓撲叫做BOOST電路的原因,。另外，BOOST電路也有另外一個名稱：up converter,，此乃題外話,，暫且按下不表。
對于傳統(tǒng)的BOOST電路,，這個電路存在的問題在哪里呢,？我們知道，電力電子的功率器件,，并不是理想的器件,。在基本的BOOST電路中：
1、當MOS管開通時,，由于MOS管存在結電容,，那么開通的時候，結電容COSS儲存的能量幾乎完全以熱的方式消耗在MOS的導通過程,。其損耗功率為COSSV2fS/2,，fS是開關頻率。V為結電容上的電壓,，在此處V=VOUT,。（注意：結電容與靜電容有些不一樣，是和MOS上承受的電壓相關的,。）
2,、當MOS管開通時,，升壓二極管在由正向導通向反偏截止的過程中，存在一個反向恢復過程,，在這個過程中,，會有很大的電流尖峰流過二極管與MOS管，從而導致功率損耗,。
3,、當MOS關斷時，雖然有結電容作為緩沖,，但因為結電容太小,，關斷的過程電壓與電流有較多的重疊，也產生一定的關斷損耗,。
下面我們來仿真一下最基本的BOOST電路。因為BOOST電路的輸入端是個大電感,，在穩(wěn)態(tài)工作時,，電流基本不變，所以,，在穩(wěn)態(tài)時可以用電流源來代替,。而輸出因為是大的濾波電容，穩(wěn)態(tài)時,，電容電壓基本不變,，故而在穩(wěn)態(tài)時可以用電壓源來代替輸出電容。所以,，我們可以在saber的環(huán)境下,，得到這個電路：
我們進行瞬態(tài)分析,，得到下圖結果：
從圖上可以看到：
1,，MOS管在開通時，可以看到miller效應在驅動信號上造成的平臺,。
2,，當MOS管開通時,，在MOS的漏極和二極管上產生很大的尖峰電流。
從仿真結果來看,，的確存在我們前面分析的容性開通,、反向恢復等問題。
那么軟開關就能解決這個問題嗎,？
下面我們先推出今天的第一個軟開關的例子：此電路是我以前分析一華為通信電源模塊時所見,。
在這個電路中，我們主要增加了一個50uH電感,、一個1000pF電容,、一個輔助開關管HGTG30N60B3,、一個鉗位二極管MUR460等功率器件。
進行瞬態(tài)分析,，我們得到如下結果：
在此圖中,，ga為輔助開關管驅動信號，g為主開關管驅動信號,。ia為輔助開關管集電極電流信號,，id為主開關管漏極電流信號。vdsa為輔助開關管VCE信號,，vds為主開關關VDS信號?，F(xiàn)在把工作原理分析如下：
t1時刻，輔管開始導通,，由于輔管是雙極性器件,，所以容性開通的情況并不嚴重。ia波形從零開始緩慢上升,，說明輔管是零電流開通,。隨著ia電流增加，當ia=iout的時候,，輸入電感電流完全流入輔助開關管,，諧振電感電流開始過零反向流動，主開關管IXFH32N50的結電容開始通過諧振電感諧振放電,。
t2時刻,，主開關管的vds電壓已經諧振到零，隨后,，主管的體二極管開始導通,，把諧振電容鉗位在0V，這時候,，如果開通主管,，則為零電壓開通。
t3時刻,，主開關管開通,，從g的波形上可以看出來，主管開通驅動波形上不在有miller效應造成的平臺,，這也說明主管是零電壓開通,。
t4時刻，主管開通后,，輔管就可以關斷了,。從波形上看，輔管的vce與集電極電流ia之間存在比較大的重疊區(qū)域,。說明輔管的關斷并不是軟關斷,。輔管關斷后,，由于MUR460的鉗位作用，輔管電壓不可能超過輸出電壓vout,。那么因為主管此時已經開通,，而輔管的VCE為400V，那么諧振電感在400V電壓作用下,，電流快速上升,。
t5時刻，主管的id達到了輸入電流IIN,，電路進入通常的PWM狀態(tài),。直到t6。
t6時刻,，主開關管關斷,，電感電流通過二極管向負載輸出。主管因為并聯(lián)了較大的snubber電容(1000pF),，所以,，關斷時，vds以一個斜率上升,，有較好的零電壓關斷特性。
此電路的優(yōu)點是：主管實現(xiàn)了零電壓的開通與關斷,。升壓二極管實現(xiàn)了“軟”的關斷,。輔管實現(xiàn)了零電流開通。
缺點是：輔管的關斷特性不好,，有較大損耗,。另外，鉗位二極管,，在主管關斷后,，也流過一定的電流，會讓輔管開通的零電流效果變差,，甚至產生電流尖峰,，這一點也可以從仿真波形上看出來。
第二個例子,，就是最常見的ZVT零轉換電路,，先看一下原理圖：
在這個原理圖中，相對于基本的BOOST電路,，諧振回路是并聯(lián)在主回路上的,。主開關管Q1，依然采用MOS,，IXFH32N50,，輔助開關管Q2采用IGBT,，HGTG30N60b3，諧振電感L1,，20uH,，諧振電容C2，2nF,，兩個箝位二極管采用MUR460,，主二極管采用MUR1560。設定好參數(shù)后,，我們進行瞬態(tài)分析,，得到波形如下圖：
在此圖中，g為主管驅動,，vds為主管VDS波形,，i(d)為主管漏極電流，ga為輔管驅動,，i(a)為輔管集電極電流,，vdsa為輔管VDS波形，i(l.i1)是諧振電感電流,，i(p)主二極管電流,。
工作原理分析如下：
t0時刻之前，主二極管導通,，向負載供電,。
t0時刻，輔管開通,，由于電感L1的存在,，輔管電流線性上升，主二極管電流線性下降,。所以輔管是零電流開通,，注意看輔管驅動波形上開通過程的miller效應是存在的。而主二極管的關斷過程是相當?shù)?ldquo;軟”,，反向恢復電流很小,。在主二極管電流完全轉移到電感L1中以后，主管的VDS電壓開始諧振下降,。
t1時刻,，主管VDS電壓降到零，然后主管的體二極管導通,，將VDS箝位在零,。此時開通主管的話，就屬于零電壓開通。
t2時刻,，主管開通,，從波形上可以看出，主管完全是零電壓零電流的狀態(tài)開通的,。從柵極信號可以看出,，沒有開通過程的miller效應。主管開通后,，輔管就可以關斷了,。
t3時刻，輔管關斷,。從波形上可以看到,，關斷過程中，輔管的VDS電壓在C2的緩沖下緩慢上升,，電壓和電流重疊部分較小,。因為仿真模型我沒有找到更快速的IGBT，現(xiàn)實中,，我們可以選擇更高速的IGBT,那么,，可以實現(xiàn)輔管的零電壓關斷。諧振電感L1中的能量向C2中轉移,。當C2電壓達到輸出電壓時,，箝位二極管會導通，保證輔管的VDS電壓不會超過輸出電壓,。
t4時刻,，當諧振電感L1能量完全轉移到C2中以后，箝位二極管MUR460_2關斷反偏,。
t5時刻,，主管關斷,。輸入電流通過C2,、MUR460_2、MUR460_1輸出向負載,。在C2的緩沖下,，主管 的VDS電壓則線性上升，呈現(xiàn)良好的零電壓關斷狀態(tài),。
t6時刻,，C2能量完全釋放完畢，C2兩端電壓差為零,。主二極管MUR1560導通,，輸入電流通過主二極管向負載輸送能量。這樣電路的一次工作過程就完成了,。
這個例子,，其實是第一個例子的改進版本,。在原有的基礎上，克服了原先的缺點,，使輔管的關斷特性也變好了,，進一步降低了損耗。
第三個例子,，此電路常見于DELTA的通信電源模塊,。從幾百瓦到幾千瓦的，好多型號都用了這個電路,。是DELTA有專利保護的一個電路,。見圖：
在這個電路中，幾乎不好說哪個管子是主管,，哪個是輔管了,。如果真的要定一個的話，我們就認為Q1,，這個IGBT 為主管吧,。此電路的驅動信號和前面的兩個例子不同，是兩路同樣寬度,，但相位不同的驅動信號,。主管在前開通，輔管在后開通,。仿真結果如下：
這個電路分析起來比較復雜,。t0時刻之前，輸入電流通過D1向負載供電,。
t0時刻,，Q1開始導通，從圖上可以看出,，Q1的集電極電流是按照一定的斜率從零開始上升的,。故而認為Q1是零電流開通。Q1開通后,，L1,、C1，C2構成一個諧振回路,，因為C1<
t1時刻，C1放電到零，這時候如果開啟Q2,，那么Q2就是零電壓開通了,。C1放電到零以后，因為MOS的體二極管的箝位,，C1維持在零電平,。而這時，因為Q1有導通壓降,，Q2的體二極管也有導通壓降,。所以L1的電流環(huán)路變成了L1，D2,，C2,，L1電流在C2電壓作用下降。
t2時刻,，Q2導通,，從波形上可以看出，是零電壓導通,。L1電流繼續(xù)在C2電壓作用下降低,。
t3時刻，Q1關斷,，因為有D2的存在,，Q1上的電流被轉移到了Q2中，所以,，Q1是零電流關斷,。
t3～t4時刻，L1電流過零,，并在C2電壓作用下開始反向增加,。
t4時刻，Q2關斷,，以為C1的作用,，Q2是零電壓關斷。Q2關斷后,，L1,，C1, C2再次諧振,，C1電壓上升,。L1電流下降, L1低于輸入電流時，D2導通,，給C1充電,。
t5時刻，C1上升到VOUT+|VC2|時，D1導通,，開始向負載供電,。同時，因為D2導通,，L1電流在C2電壓作用下開始上升,。
t6時刻，L1電流上升到輸入電流,，D2截止,，L1電流保持與輸入電流相同，向負載供電,。
此電路的優(yōu)點是：不論是主管還是輔管,，都能實現(xiàn)很好的軟開關特性。從實際經驗來看,，該電路的確可以做到很高的效率,。不得不佩服DELTA的研發(fā)人員啊,！
第四個例子,，無源無損軟開關。前面講過的例子,，都是采用了至少兩個開關管的電路結構,。其優(yōu)點，就是軟開關效果好,。但是對于控制電路要求就復雜了一些,，需要對驅動波形進行處理。是不是有什么方法,，能稍微對性能要求降低一點,，但電路相對更容易做呢？下面給大家介紹,，基于LCD無損吸收網絡的軟開關電路,。具體先看原理圖：
只需要一個開關管，控制也簡單了,。但是到底是否能起到軟開關的效果呢,？看看仿真結果吧：
t0時刻之前，輸入電流通過L1, D1向負載供電,。
t0時刻,，Q1導通，由于L1的作用,，Q1的集電極電流按照一個斜率從零開始上升,，故而可以認為Q1是零電流開啟,。D1反向恢復電流很小。從驅動波形上看,，存在miller效應,。這也是此處不選用MOSFET的原因。因為用MOSFET的話,，是容性開通,，損耗比較大。Q1開通后,，C1,，C2，L1開始諧振,，因為C2>>C1,，所以諧振頻率由L1，C1決定,。
t2時刻,，L1電流諧振到零，D2, D3截止,，L1電流保持為零,，C2電壓維持在峰值保持不變。
t4時刻，C2充電到輸出電壓,，D3,，D4導通，L1電流在C2電壓的作用下,，開始上升,。輸入電流開始從D2，D3,，D4支路開始向L1,，C2,D4支路轉移。
t5時刻,，L1電流等于輸入電流,，D2，D3截止,。電流經L1,，C2, D4向負載供電。
t6時刻,，C2電壓降為零,，D1開通，D4截止,。電流經過L1, D1向負載供電,。一次開關動作完成。
無源無損軟開關的優(yōu)點是：
1,，只需要一個開關管,，控制方便。
缺點是：
1,，開關管的開通是容性開通，所以最好用雙極型開關管,。
2,，因為有一個過程是電流流經D2,D3,D4，壓降比較大,，有一定的損耗,。
3，效率比前面例子中的軟開管略低一點,。
其實,，不管是哪種仿真軟件，算法從實質上來說,，也都是差不多的,。最終都是要按照電路的基本原理來計算,。
仿真的準確與否，關鍵是看模型的準確度,，以及,，為了仿真所作的簡化合理性。
從我個人的感覺來說,，pspice和saber仿真的可信度都是非常高的,。
我目前做的一款很特別的電源，就是在仿真軟件的協(xié)助下成功開發(fā)出來的,。
t1時刻,，經過四分之一周期的諧振，C1能量完全轉移到了C2中, C1電壓降為零,，D2導通,，開始了L1C2的諧振。L1電流在C2電壓作用下諧振下降,。
t3時刻,，Q1關斷,，因為C1的緩沖效應，Vce電壓從零以一定的斜率上升,，我們認為Q1是零電壓關斷,。仿真的波形圖上，因為IGBT的電流拖尾,，我們看到關斷損耗不是很小,。幸運的是，現(xiàn)在已經出現(xiàn)了高速的IGBT,，用在這個場合還是很合適的,。
2,，因為吸收網絡是無源器件,，不會受到干擾，工作可靠,。