0 引言
傳統(tǒng)單相升壓APFC電路已經(jīng)被廣泛應(yīng)用到功率因數(shù)校正電路中，但是該方案需要獨(dú)立的不可控整流橋,，置后的升壓電感需要解決抗直流偏磁問(wèn)題,，而且升壓電感的位置很不利于整個(gè)功率電路的集成。這些引起了人們對(duì)傳統(tǒng)單相升壓APFC電路的重新思考,，設(shè)想在利用其成熟控制思想與現(xiàn)成控制電路的前提下,，使整個(gè)功率電路便于功率集成。近年來(lái)在這方面已經(jīng)取得了很大進(jìn)步,，有多種電路拓?fù)浔惶岢?，其中雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路憑借其特有的性能引起了人們的關(guān)注。
1 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路結(jié)構(gòu)
雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器的電路如圖1所示,。輸入部分有交流電壓源VS和濾波電容C1組成,。雙向開(kāi)關(guān)S1和電感L完成功率因數(shù)校正功能，其中雙向開(kāi)關(guān)S1由D5,、D6,、D7、D8和V1組成,。整流部分由D1,、D2、D3,、D4構(gòu)成,，C2起儲(chǔ)能和輸出濾波的作用，R為負(fù)載,。
圖1 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器主電路
2 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路工作狀態(tài)分析
下文將對(duì)雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路動(dòng)作過(guò)程進(jìn)行分析,。在連續(xù)導(dǎo)通模式下,，對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管的一個(gè)高頻周期，流過(guò)電感L的電流iL,，加在開(kāi)關(guān)管V1兩端的電壓Vds和輸出電流i0的波形如圖2所示,。對(duì)應(yīng)各段時(shí)間的等效電路如圖3所示。其中工作狀態(tài)1和工作狀態(tài)2是工頻正半周時(shí)的情況,，工作狀態(tài)3和工作狀態(tài)4是工頻負(fù)半周時(shí)的情況,，后兩個(gè)狀態(tài)只是前兩個(gè)狀態(tài)在負(fù)半周的重復(fù)。為了分析方便,，各二極管和開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通壓降看作零,，等效電路中的D1、D2,、D3,、D4,、D5,、D6、D7,、D8僅表示電流流過(guò)的通路,，C2看作足夠大，保證輸出電壓恒定,，C2很小可以忽略不計(jì),。
(a)正半周一個(gè)周期的波形
(b)負(fù)半周一個(gè)周期波形
圖2 變換器電路開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)iL、Vds,、i0的波形
圖 3 各種工作狀態(tài)時(shí)的等效電路
2.1當(dāng)VS處于正半周時(shí)的工作狀態(tài)
工作狀態(tài)1（t1
工作狀態(tài)2（t2
(1) 
(2)
2.2當(dāng)VS處于負(fù)半周時(shí)的工作狀態(tài)
工作狀態(tài)3（t4
工作狀態(tài)4（t5
(3) 
(4)
3 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路小信號(hào)建模
對(duì)于雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路而言,，在CCM工作模式下，由于后兩個(gè)狀態(tài)只是前兩個(gè)狀態(tài)在負(fù)半周的重復(fù),，下面以正半周期兩個(gè)狀態(tài)為例進(jìn)行分析,。為了求解變換器的靜態(tài)工作點(diǎn)，需要消除變換器中各變量的高頻開(kāi)關(guān)分量,，通常采用求平均值的方法,。在滿足低頻假設(shè)和小紋波假設(shè)的情況下，定義變量電感電流i(t),、電容電壓v(t)和輸入電壓vs(t)在開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)的平均值
,、
和
為：
(5)
(6)
(7)
為了簡(jiǎn)化分析，將有源開(kāi)關(guān)元件與二極管都視為理想元件,。則在CCM模式下變換器的每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都有兩種工作狀態(tài),。可以分別列出電感電壓和電容電流的微分方程式(1)、(2),、(3),、 (4)，然后結(jié)合(5),、(6),、(7)式就可以分別得到電感電壓和電容電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均值，進(jìn)一步可以導(dǎo)出變換器的一組非線性平均變量狀態(tài)方程(8),、(9),。
(8)
(9)
(8)、(9)是一組非線性狀態(tài)方程,，各平均變量和控制變量d(t)中同時(shí)包含著直流分量和低頻小信號(hào)分量,。在電路滿足小信號(hào)假設(shè)的情況下，可以分離出電感和電容的交流小信號(hào)狀態(tài)方程為(10),、(11),。
(10)
(11)
變換器的實(shí)際工作狀態(tài)是工作在靜態(tài)工作點(diǎn)附近并且按線性規(guī)律變化。但是(10),、(11)兩式組成的交流小信號(hào)狀態(tài)方程仍為非線性狀態(tài)方程,，因此還需要對(duì)非線性方程線性化。由于(10),、(11) 兩式中除了
,、 
外都為線性項(xiàng),，而且這兩乘積項(xiàng)遠(yuǎn)小于其它項(xiàng),，若將它們略去，不會(huì)給分析引入太大誤差,，則線性化后的交流小信號(hào)狀態(tài)方程為(12),、(13)。
(12)
(13)
根據(jù)方程 (12),、(13)可以建立更為直觀的交流小信號(hào)等效電路模型,，為分析變換器的小信號(hào)特性提供方便，如圖5所示：
圖4 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器在CCD模式下的交流小信號(hào)等效模型
4 雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器仿真分析
下面利用Matlab7.1中的Simulink6.0仿真軟件對(duì)變換器電路進(jìn)行仿真,，假定參數(shù)設(shè)置如下：Vs=220V,，初級(jí)電感L=1×10-3H，初級(jí)濾波電容C1=3.3μF,，輸出儲(chǔ)能電容C2=200~5000μF,，開(kāi)關(guān)管的工作頻率為fS=50KHz，負(fù)載R=20~140Ω,。下面分別討論儲(chǔ)能電容C2和負(fù)載R的變化對(duì)功率因數(shù)（PF）和輸出紋波電壓（Vpp）的影響,。
4.1參數(shù)變化對(duì)電路的功率因數(shù)（PF）的影響
參數(shù)變化會(huì)對(duì)電路的功率因數(shù)（PF）產(chǎn)生影響，以橋臂并聯(lián)電容C2和負(fù)載R為變量，仿真求得電路的PF值,，結(jié)果如表 1所示：
表 1 功率因數(shù)隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的仿真結(jié)果
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功率因數(shù) ?。≒F）
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負(fù) 載 電 阻R（Ω）
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|||||||
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20
|
40
|
60
|
80
|
100
|
120
|
140
|
||
|
C2 （uF）
|
500
|
0.950
|
0.954
|
0.952
|
0.951
|
0.949
|
0.945
|
0.941
|
|
1000
|
0.949
|
0.953
|
0.951
|
0.949
|
0.948
|
0.943
|
0.938
|
|
|
1500
|
0.949
|
0.952
|
0.953
|
0.952
|
0.948
|
0.936
|
0.924
|
|
|
2000
|
0.951
|
0.954
|
0.955
|
0.950
|
0.942
|
0.921
|
0.886
|
|
|
2500
|
0.950
|
0.955
|
0.954
|
0.942
|
0.935
|
0.908
|
0.875
|
|
電容C2分別取500uF、1000uF,、1500uF,、2000uF、2500uF時(shí),，負(fù)載在20Ω～140Ω范圍內(nèi)對(duì)應(yīng)分別取7組數(shù)據(jù),，利用MATLAB軟件對(duì)各PF值進(jìn)行三次多項(xiàng)式插值，插值后的變化曲線如圖5所示,。
圖5 功率因數(shù)隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的PF插值曲線
從圖5可以看出,，針對(duì)某一取值的電容，負(fù)載的變化對(duì)功率因數(shù)有很大影響,，當(dāng)40Ω≤R≤60Ω時(shí),，功率因數(shù)取得較大值。
4.2參數(shù)變化對(duì)電路的輸出紋波電壓（Vpp）的影響
參數(shù)的變化同樣會(huì)影響電路的輸出紋波電壓（Vpp）,，以橋臂并聯(lián)電容C2和負(fù)載R為變量,，仿真求得電路的輸出紋波電壓值如表2所示。
表2 輸出紋波電壓隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的仿真結(jié)果
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輸出紋波電壓 Vpp（V）
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負(fù) 載 電 阻R（Ω）
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|||||||
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20
|
40
|
60
|
80
|
100
|
120
|
140
|
||
|
C2 （uF）
|
500
|
120
|
84
|
59
|
46
|
39
|
33
|
30
|
|
1000
|
83
|
42
|
31
|
23
|
18
|
14
|
12
|
|
|
1500
|
60
|
30
|
18
|
15
|
12
|
10
|
7
|
|
|
2000
|
42
|
21
|
15
|
12
|
10
|
8
|
6
|
|
|
2500
|
30
|
17
|
12
|
10
|
8
|
7
|
5
|
|
電容C2分別取500uF,、1000uF,、1500uF、2000uF,、2500uF時(shí),，負(fù)載在20Ω～140Ω范圍內(nèi)對(duì)應(yīng)分別取7組數(shù)據(jù)，利用MATLAB軟件對(duì)輸出紋波電壓（Vpp）進(jìn)行三次多項(xiàng)式插值,，插值后的變化曲線如圖6所示,。
圖6 功率因數(shù)隨輸出側(cè)并聯(lián)電容值及負(fù)載變化的PF插值曲線
從圖6可以看出，紋波電壓值隨負(fù)載電阻的增大而減小,，負(fù)載電阻越大,，紋波越小，輸出電壓越平滑,。在實(shí)際應(yīng)用中要同時(shí)兼顧設(shè)計(jì)要求和成本,，一般來(lái)講輸出電壓紋波（Vpp）在滿載的情況下不大于20V就可以滿足要求，這時(shí)候要盡可能考慮到成本,，電容體積等因素,，所以C2取1500uF左右即可。
綜上所述,，如果要求輸出紋波電壓VPP在20V以內(nèi),，電容又不太大，優(yōu)先考慮功率因數(shù)的情況下,，結(jié)合體積,、經(jīng)濟(jì)性等因素，則該電路的最佳參數(shù)選擇為：C2取值在1500uF左右,，R取40Ω≤R≤60Ω,。
4.3最佳參數(shù)情況的實(shí)例仿真
下面針對(duì)最佳參數(shù)情況進(jìn)行仿真，參數(shù)設(shè)置如下： Vs=220V,，初級(jí)電感L=1×10-3H,，初級(jí)濾波電容C1=3.3μF，輸出儲(chǔ)能電容C2=1500μF,，開(kāi)關(guān)管的工作頻率為fS=50KHz,，負(fù)載R=50Ω。
仿真結(jié)果如下：
系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后,，輸入電壓電流波形如圖7所示,?？梢钥闯鲎儞Q器輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形。為了便于比較,，圖中交流電壓Vs幅值是原來(lái)的1/20,，每一格代表20伏特，電流的單位是安培,。
圖7 輸入電壓電流波形
功率因數(shù)的曲線如圖8所示,，從圖中可以看出在0.15秒以前電路處于非穩(wěn)定狀態(tài)，功率因數(shù)有較大跳變,，在0.15秒以后電路進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài),，功率因數(shù)可以達(dá)到0.95以上。
圖8 功率因數(shù)的曲線
輸出電壓波形如圖9所示,，從圖中可以看出輸出平均電壓為400V左右,，通過(guò)放大后的可以看出紋波電壓的峰峰值為15V，該電路電容電壓被很好的限制在一定的范圍內(nèi),，儲(chǔ)能電容的耐壓大大減少,，保證了電路的輸出特性。
圖9 輸出電壓波形
5 結(jié)論
雙向開(kāi)關(guān)前置的單相升壓APFC變換器電路把雙向開(kāi)關(guān)放置在整流橋前端,，較好的解決了傳統(tǒng)單相升壓APFC變換器電路置后的升壓電感直流偏磁問(wèn)題,，也便于電路的集成。通過(guò)優(yōu)化電路參數(shù)配置可以實(shí)現(xiàn)很高的功率因數(shù),，而且輸出電壓穩(wěn)定,，輸出紋波電壓低，能夠獲得很好的輸出特性,。本文通過(guò)仿真找到了比較好的參數(shù)配置范圍,，對(duì)實(shí)際應(yīng)用具有重要的指導(dǎo)意義。