最近,，為了降低無(wú)源元件的尺寸并獲得快速動(dòng)態(tài)響應(yīng),，驅(qū)動(dòng)頻率已被提高至MHz的數(shù)量級(jí)。但驅(qū)動(dòng)頻率越高,，開(kāi)關(guān)損耗就越大,。隨著開(kāi)關(guān)頻率不斷增加，MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗將超過(guò)導(dǎo)通損耗,。特別是由于功率器件是在最高電壓電流條件下關(guān)斷的,，因此，升壓轉(zhuǎn)換器的關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗要大于導(dǎo)通開(kāi)關(guān)損耗,。本文將介紹一種簡(jiǎn)單的能夠降低或消除升壓轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)損耗的LC諧振網(wǎng)絡(luò),，并詳細(xì)分析其工作模式。

　　引言

　　在便攜式產(chǎn)品的各種DC/DC轉(zhuǎn)換器中,，效率已逐漸成為有關(guān)延長(zhǎng)電池壽命的熱門(mén)話題,。在升壓轉(zhuǎn)換器或步進(jìn)轉(zhuǎn)換器中，主要的開(kāi)關(guān)損耗是在功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的,，因?yàn)榇藭r(shí)仍處于最大的電壓電流轉(zhuǎn)換條件,。在非連續(xù)性電流模式（DCM）中，升壓轉(zhuǎn)換器的主要功率器件通過(guò)從零電流開(kāi)始的一個(gè)軟啟動(dòng)電流來(lái)導(dǎo)通。由于功率器件在高電壓零電流時(shí)導(dǎo)通,，所以它的開(kāi)關(guān)損耗非常小,，可以忽略不計(jì)。鑒于電感電流的正斜率,，其流入功率器件的電流在器件關(guān)斷時(shí)達(dá)到最大,。因此，在DCM中,，關(guān)斷損耗比導(dǎo)通損耗大,。不過(guò)，導(dǎo)通損耗是在連續(xù)電流模式（CCM）下產(chǎn)生的,，但其關(guān)斷損耗仍然大于導(dǎo)通開(kāi)關(guān)損耗,。本文所介紹的LC諧振電路，可降低或消除關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗,。

　　諧振電路的詳細(xì)描述

　　在升壓,、降壓或升/降壓轉(zhuǎn)換器中，LC諧振網(wǎng)絡(luò)可按圖1所示實(shí)現(xiàn),。

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　　圖1顯示了無(wú)損耗LC諧振網(wǎng)絡(luò)的不同應(yīng)用實(shí)例,。本文中，如圖2所示,，LC諧振網(wǎng)絡(luò)被用于升壓轉(zhuǎn)換器,。為簡(jiǎn)化模式分析，假設(shè)功率器件和所有無(wú)源元件都是理想的,。圖3顯示了帶有LC諧振網(wǎng)絡(luò)的升壓轉(zhuǎn)換器在各個(gè)時(shí)段的工作模式,。本文提出的具有附加諧振網(wǎng)絡(luò)的升壓轉(zhuǎn)換器，它的工作可分為三種模式,。首先,，主開(kāi)關(guān)Q是關(guān)斷的。電感電流iL（t）具有負(fù)斜率,，通過(guò)電感L和輸出二極管Do流向負(fù)載,，如圖3（a）所示。電壓V_Cr由一個(gè)正電平充電,，并具有和輸出電壓Vo 相同的幅值,，見(jiàn)圖3（a）。

　　模式1（t₁≤t < t₂）：在t = t₁時(shí),，Q導(dǎo)通,。電感L_r和電容C_r啟動(dòng)諧振，諧振頻率及其周期T_r可計(jì)算如下：

（1）

  （2）

　　由于諧振阻抗Z_r=√（C_r/L_r）,，故諧振峰值電流I_rpk為：

（3）

　　模式2（t₂≤t < t₃）：一旦Q導(dǎo)通,，諧振電流就迭加到MOSFET的漏極電流上,。在非連續(xù)電流模式（DCM）中，漏極電流從零開(kāi)始,。由于Lr和Cr產(chǎn)生的諧振,，使得Cr 的電壓極性改變。如果電壓V_Cr 變得比DC輸入電壓更高,，則D1導(dǎo)通,。因此，在Q導(dǎo)通時(shí)（如圖3（c）和圖4所示）,，通過(guò)輸入電壓,，V_Cr 被很好地箝位。在諧振周期Tr 之后,，電感電流具有正斜率,，并與圖3（e）所示的典型升壓轉(zhuǎn)換器的波形相同。電感電流峰值可計(jì)算如下：

（4）

　　這里,，I_in是輸入平均電流,，T_s是開(kāi)關(guān)周期，D是占空比,，定義為D  （t₃ - t₁）/ T_s,。若Q關(guān)斷，這種模式即結(jié)束,。

　　模式3（t₃ ≤t < t₄）：如圖3所示,，當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)，電感電流直接從MOSFET轉(zhuǎn)到Cr,。負(fù)載電流由輸出濾波器提供,，輸入電壓源沒(méi)有電流流出。因此,，利用一個(gè)恒定諧振電流，Cr電壓從-V_in變?yōu)?V_o,，如圖4所示,。在這種條件下，MOSFET漏源電壓V_ds具有一個(gè)斜率,，因?yàn)樗ㄟ^(guò)諧振電流I_pk從-V_in充電到+V_o,。周期T_d = t_{4 - t3}之間的時(shí)間，可由下式求得：

（5）

　　故此,，MOSFET漏極電壓正慢慢增加,，同時(shí)其電流立即從MOSFET轉(zhuǎn)向到電容C_r，從而有效地降低關(guān)斷損耗,。如圖3（h）所示,，若電容電壓V_Cr超過(guò)輸出電壓幅值，那么D2會(huì)變?yōu)檎蚱茫珻_r經(jīng)由D2-L_r-D_o和輸出電路相連接,。這樣一來(lái),，當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)，如圖4所示,，通過(guò)輸出電壓V_o,，Vc_r得到很好的箝位。

　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　圖5是用具有1.6MHz開(kāi)關(guān)頻率的FAN5331實(shí)現(xiàn)的LC諧振升壓轉(zhuǎn)換器,。如圖所示,，LC諧振相關(guān)值有C_r = 53pF、L_r = 4.5mH,、L = 10mH,。因此，由式（1）可求得諧振周期為T(mén)r=48.5ns,。典型的輸入電壓為5.0V,，輸出電壓設(shè)置為15.0V，負(fù)載電流為50mA,。由開(kāi)關(guān)頻率可求得開(kāi)關(guān)周期Ts = 0.625ms,，輸入輸出轉(zhuǎn)換占空比D = 0.67、T_on = 420ns及T_off = 205ns,。

　　由式（3）可知,，諧振電流峰值Irpk=51.4mA，但實(shí)驗(yàn)結(jié)果卻為40mA,。當(dāng)Vo=Vin=5.0V,、Po=750mW時(shí)，平均輸入電流Iin為176mA,、Pin=880mW,。故由式（4）可算出峰值電感電流Ipk=280mA。

　　圖6顯示了帶有和沒(méi)有諧振LC網(wǎng)絡(luò)的傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的比較結(jié)果,。如前關(guān)于工作模式中所闡述的,，當(dāng)Q導(dǎo)通時(shí)，諧振周期開(kāi) 始,。圖7顯示了Q導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)的SOA安全工作區(qū)域曲線,。正如預(yù)料，當(dāng)Q關(guān)斷時(shí),，傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的漏極橫截面上的電流電壓要高得多,。漏極橫截面上電壓電流的詳細(xì)波形如圖8所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示,，利用無(wú)損LC諧振網(wǎng)絡(luò),，開(kāi)關(guān)損耗得以有效降低,。

　　諧振網(wǎng)絡(luò)中諧振電感電流的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。諧振周期Tr 測(cè)量值大約為50ns,，與Cr=53pF,、Lr=4.5mH時(shí)根據(jù)式（1）計(jì)算的結(jié)果一致。

　　圖10顯示了無(wú)損耗諧振LC網(wǎng)絡(luò)的SOA曲線,。比較圖7和圖10可看出,，帶有LC諧振網(wǎng)絡(luò)的升壓轉(zhuǎn)換器的SOA比典型的沒(méi)有LC諧振網(wǎng)絡(luò)的升壓轉(zhuǎn)換器更好。圖11比較了帶有和沒(méi)有諧振LC電路的傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的效率,，由圖可見(jiàn),，效率有顯著提高，尤其是當(dāng)DC輸入電壓較低時(shí),。

　　本文介紹了一種可獲得更高效率的LC諧振升壓轉(zhuǎn)換器電路,，給出了詳細(xì)模式分析和設(shè)計(jì)指引。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示,，這種LC諧振電路工作良好,，可用于超便攜式應(yīng)用以延長(zhǎng)電池壽命。