0 引言

    隨著無(wú)線通信技術(shù)的飛速發(fā)展,，現(xiàn)代的通信系統(tǒng)都將滿(mǎn)足多頻段多模式的工作要求。作為射頻系統(tǒng)中很重要的一個(gè)模塊,，功率放大器的帶寬,、輸出功率和效率對(duì)發(fā)射極性能有著重大的影響。因此,，研究寬帶功率放大器的設(shè)計(jì)是很有意義的,。

    寬帶功率放大器有很多類(lèi)型，分布式功率放大器和行波管功率放大器都曾經(jīng)應(yīng)用于寬帶系統(tǒng)中,。分布式功率放大器有好的寬帶性能和低的電路靈敏度,，可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)好的增益平坦度和回波損耗。但是它結(jié)構(gòu)復(fù)雜,，尺寸較大,。行波管放大器可靠性穩(wěn)定性差,，性?xún)r(jià)比不高。以第三代半導(dǎo)體GaN為材料制成的功率器件,，具有耐壓高,、輸出功率大、穩(wěn)定性好的特點(diǎn),。以此為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)的單器件寬帶功放結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,，穩(wěn)定性好。

    本文使用CREE公司型號(hào)CGHV60040D的GaN管芯設(shè)計(jì)了一個(gè)超倍頻的寬帶功率放大器,?；谪?fù)載牽引和源牽引技術(shù)，在1.8～5.5 GHz內(nèi)實(shí)現(xiàn)較高的輸出功率和效率,。

1 寬帶功率放大器的設(shè)計(jì)與仿真

1.1 靜態(tài)工作點(diǎn)的選擇

    首先對(duì)晶體管的靜態(tài)工作點(diǎn)進(jìn)行選取,，因?yàn)殪o態(tài)偏置點(diǎn)影響了功放的效率、線性度以及輸出功率的大小,。本文選用的是CREE公司的CGH60040D GaN HEMT晶體管,，該晶體管的工作電壓為50 V，也即V_DS=50 V,，考慮到線性度和效率的折中關(guān)系,，設(shè)計(jì)工作在AB類(lèi)的功率放大器。在ADS(Advanced Design System)中對(duì)晶體管進(jìn)行直流曲線仿真,，選取漏級(jí)電流I_DS=200 mA,，V_GS=-2.45 V作為器件的靜態(tài)工作點(diǎn)，此時(shí)工作在AB類(lèi)具有較高輸出功率和效率以及線性度,。

1.2 最佳阻抗點(diǎn)的選取

    輸出阻抗點(diǎn)的選取是功率放大器在目標(biāo)帶寬內(nèi)能夠輸出較高功率的關(guān)鍵性因素,，它將直接影響整個(gè)放大器的帶寬性能。負(fù)載牽引技術(shù)能夠行之有效地尋找到最佳阻抗點(diǎn)^[1],，運(yùn)用ADS軟件中的Load-pull模板分別對(duì)于2～6 GHz每1 GHz進(jìn)行負(fù)載牽引,，找出每個(gè)頻點(diǎn)對(duì)應(yīng)的等功率圓。圖1是輸出功率為43 dBm的等功率圓,。圖中的交疊區(qū)域就是目標(biāo)阻抗范圍,，選取交疊區(qū)域的中心點(diǎn)為最優(yōu)值，這一點(diǎn)兼顧低頻和高頻的輸出功率,。得到在2～6 GHz的最佳負(fù)載阻抗為10+j12 Ω,。

    功放的輸入阻抗對(duì)于輸出功率影響并不大，所以對(duì)于輸入阻抗的選擇不需要這么嚴(yán)苛,，輸入阻抗的匹配主要是在整個(gè)帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)一個(gè)較高的增益和增益平坦度,，目標(biāo)設(shè)計(jì)的帶寬為2～6 GHz，根據(jù)每10倍頻增益下降20 dB的規(guī)律,，在此目標(biāo)帶寬內(nèi)最大可用增益相差9.5 dB,。為了實(shí)現(xiàn)一個(gè)平坦的增益,，采用選定拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)同時(shí)用ADS進(jìn)行增益平坦度優(yōu)化的方法。

1.3 建立電磁場(chǎng)模型

    一般在寬帶功放的設(shè)計(jì)中大多使用的是帶封裝的芯片,。封裝帶來(lái)的寄生參數(shù)對(duì)功放的影響很大,，嚴(yán)重影響芯片的帶寬性能，而使用裸芯片則可以最大限度發(fā)揮芯片輸出功率的能力和帶寬性能,。由于鍵合線的寄生參數(shù)對(duì)電路匹配的影響不能忽略,，對(duì)鍵合線以及和鍵合線相連的微帶線在HFSS(High Frequency Structure Simulator)中進(jìn)行建模。因?yàn)楹玩I合線接觸的微帶線處微波傳輸不連續(xù),，所以不僅要對(duì)鍵合線仿真,，還要對(duì)和鍵合線相連的微帶線仿真。將仿真得到的S參數(shù)帶入ADS中進(jìn)行聯(lián)合仿真,。

    如圖2所示,，使用羅杰斯公司的RO4350B PCB板材，裸片總共有4個(gè)壓焊PAD,，每一個(gè)連接PAD鍵合6根金線,，按照實(shí)際可能的狀態(tài)進(jìn)行建模，盡可能得到精確的仿真S參數(shù),。

1.4 功率放大器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    本寬帶電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的重點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)超倍頻的阻抗變換。阻抗變換是將50 Ω的端口阻抗匹配到選取好的目標(biāo)阻抗,。

    最佳輸出阻抗是R+jX的形式,，可以擬合一個(gè)電阻與電容并聯(lián)的源阻抗形式進(jìn)行匹配電路的設(shè)計(jì)?？紤]到超倍頻的帶寬,，采用基于最優(yōu)匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶方法^[2]，并將分立元件轉(zhuǎn)換為分布式微帶線^[3],，同時(shí)用ADS加以?xún)?yōu)化,。將50 Ω負(fù)載阻抗在2～6 GHz直接匹配到目標(biāo)阻抗值。以最佳負(fù)載阻抗的共軛為源阻抗,，在ADS中進(jìn)行S參數(shù)仿真得到結(jié)果如圖3所示,，橫坐標(biāo)是頻率（f），縱坐標(biāo)是輸入反射系數(shù)（S₁₁）,?？梢钥闯鲈?～6 GHz范圍內(nèi)S₁₁在-15 dB左右，實(shí)現(xiàn)一個(gè)較好的阻抗變換,。

    輸入匹配的工作主要集中在增益平坦度的優(yōu)化,。采用多枝節(jié)微帶線匹配，并加以RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)增加電路的穩(wěn)定性,，然后在ADS中以S21為目標(biāo)優(yōu)化得到匹配網(wǎng)絡(luò),。整體的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示,，圖中的方框就是在HFSS中仿真得到的S參數(shù)文件。匹配電路的最終數(shù)值是經(jīng)過(guò)ADS優(yōu)化仿真得到的最終值,。

    在偏置網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)上,，最關(guān)鍵的是理想地的構(gòu)建。本文采用多電容并聯(lián)的形式在2～6 GHz構(gòu)建理想的短路地,。具體實(shí)現(xiàn)是由兩顆諧振在4 GHz和兩顆諧振在6 GHz的電容組成,。圖5是對(duì)電容進(jìn)行阻抗曲線仿真的結(jié)果，橫坐標(biāo)是頻率(f),，縱坐標(biāo)是并聯(lián)電容阻抗虛部值(imag(z)),。可以看出在2～6 GHz實(shí)現(xiàn)了較理想路地,。

1.5 電路仿真結(jié)果

    將微帶線生成版圖然后利用ADS的電磁仿真工具M(jìn)omentum進(jìn)行電磁仿真,，將結(jié)果在ADS中進(jìn)行電路的混合仿真，查看諧波平衡仿真和S參數(shù)仿真結(jié)果,。結(jié)果如圖6所示,，橫坐標(biāo)是頻率（f），左側(cè)縱坐標(biāo)是輸出功率(P_out),，右側(cè)縱坐標(biāo)是小信號(hào)增益(S₂₁),。2～6 GHz內(nèi)電路的飽和輸出功率在42.85 dBm以上，小信號(hào)增益在13.8 dB以上,，增益平坦度在1.3 dB以?xún)?nèi),。

2 測(cè)試結(jié)果

    將仿真的電路制作成PCB實(shí)物，為了簡(jiǎn)化芯片在黃銅熱沉上的貼裝,，沒(méi)有采用共金的方式,，而是用銀漿將芯片粘貼在熱沉上，使用黃銅熱沉的目的是為了更好地散熱,，整體焊接好的功放模塊如圖7所示,。對(duì)制作好的功放模塊采用脈沖信號(hào)測(cè)試，信號(hào)周期為1 ms,，脈沖寬度為100 μs,。結(jié)果如圖8所示，橫坐標(biāo)是頻率（f）,，左側(cè)縱坐標(biāo)是輸出功率（P_out）,右側(cè)縱坐標(biāo)是效率（PAE）,。

    可以看出，測(cè)試結(jié)果同仿真結(jié)果相比,，產(chǎn)生一定偏差,，整體發(fā)生了偏移，在1.8 GHz～5.5 GHz內(nèi),，輸出功率43.3～45.8 dBm,，功率附加效率40%～60%,，增益10～13 dB。分析產(chǎn)生誤差的原因,，有以下幾點(diǎn)：(1)實(shí)際鍵合線的高度,、長(zhǎng)度與建模仿真有偏差，且人為操作情況下,，對(duì)鍵合線的一致性難以保障,；(2)使用的無(wú)源器件(如電阻、電容,、微帶線)在高頻下的模型不夠準(zhǔn)確,；(3)人為焊接引入的寄生成分增加了無(wú)源器件的阻抗值，使得整體頻帶向低頻段偏移,。

    擬采用的改進(jìn)措施如下：(1)在仿真階段,，將工作頻帶進(jìn)一步向高頻段拓展，留有一定的設(shè)計(jì)空間,；(2)設(shè)計(jì)并使用TRL去嵌的方式對(duì)焊接好的SMA,、電阻、電容進(jìn)行S參數(shù)的提取,，盡可能消除SMA引入的寄生以及電阻電容模型不準(zhǔn)確對(duì)電路性能的影響,。

3 總結(jié)

    本文設(shè)計(jì)了一款工作頻率為2～6 GHz的寬帶功率放大器。最終仿真結(jié)果在2～6 GHz的帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)輸出功率42.85 dBm以上,。用周期1 ms,、占空比10%的脈沖信號(hào)實(shí)測(cè)結(jié)果為：在1.8～5.5 GHz帶寬內(nèi)，輸出功率43.3~45.8 dBm,，功率附加效率40%~65%,。表1是本文與近年來(lái)的其他幾款寬帶功放的比較,?？梢钥闯觯疚脑O(shè)計(jì)的功放在帶寬方面有著一定的優(yōu)勢(shì),。

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作者信息：

王浩全1,，2,，3，郭  昊1,，2,，3，郝明麗1,，2

（1.中國(guó)科學(xué)院微電子研究所 新一代通信射頻芯片技術(shù)北京市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,，北京100029；

2.中國(guó)科學(xué)院微電子研究所 健康電子研發(fā)中心,，北京100029,；3.中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 電子電氣與通信工程學(xué)院，北京101400）