傳統(tǒng)的燃油汽車在制動時是將汽車的慣性能量通過制動器的摩擦轉(zhuǎn)化成無法回收的熱能散發(fā)到周圍環(huán)境中消散掉了[1],。對于電動汽車而言，由于電動機(jī)具有可逆性,，即電動機(jī)在特定的條件下可以轉(zhuǎn)變成發(fā)電機(jī)運(yùn)行,，因此可以在制動時采用再生制動的辦法，通過設(shè)計好的電力裝置將制動產(chǎn)生的回饋電流充入儲能裝置[2-4],。研究表明,，在城市工況下，大約有1/3到1/2的能量被消耗在制動過程中[5],。因此,，研究制動能量回饋不僅增加了電動汽車的續(xù)駛里程，對于降低電動汽車能耗,，緩解能源和環(huán)境壓力具有重要意義,。

　　永磁無刷直流電機(jī)沒有電刷、利用電子換相,，故而克服了任何電刷引起的問題,；另外，永磁無刷直流電機(jī)導(dǎo)熱性好,，電動機(jī)的效率與轉(zhuǎn)速永遠(yuǎn)保持同步關(guān)系,，不會發(fā)生失步和震蕩現(xiàn)象[5-6]?；谝陨蟽?yōu)點(diǎn),，使得永磁無刷直流電機(jī)在能量回饋制動系統(tǒng)的應(yīng)用中倍受青睞，本文分析了永磁無刷直流電機(jī)的制動過程,。

1 永磁無刷直流電機(jī)能量回饋制動原理

　　1.1無刷直流電機(jī)全橋驅(qū)動的聯(lián)結(jié)方式

　　三相星型形聯(lián)結(jié)全橋驅(qū)動電路如圖1所示,。星形聯(lián)結(jié)的二二導(dǎo)通方式是每次使兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通。根據(jù)圖1的開關(guān)管命名關(guān)系,，開關(guān)管的導(dǎo)通順序為：V1V2,、V2 V3,、V3V4、V4V5,、V5V6,、V6V1?？梢?，共有6種導(dǎo)通狀態(tài)，因為每隔60°電角度改變一次導(dǎo)通狀態(tài),，每改變一次狀態(tài)更換一個開關(guān)管，每個開關(guān)管導(dǎo)通120°電角度,。當(dāng)V1V2導(dǎo)通時,，電流的路線為：電源→V1→A相繞組→C相繞組→V2→地，其中A相和B相相當(dāng)于串聯(lián),，每相通電電流均為I,。其他依此類推。與三相半橋式驅(qū)動方式相比較,，三相全橋星形聯(lián)結(jié)二二導(dǎo)通方式的每個開關(guān)管導(dǎo)通時間為120°,，每相繞組通電240°，繞組的利用率增加了,，輸出的轉(zhuǎn)矩也增加了,。

　　1.2 能量回饋制動原理

　　無刷直流電機(jī)是電動汽車中較常用的一類電機(jī)，由其工作原理可知,，只要改變同一磁極下電樞電流的方向,，就可以改變電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩的方向。當(dāng)三相方波電流的相序所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩和電機(jī)轉(zhuǎn)動的方向相同時,，電機(jī)工作于拖動方式,。反之，則產(chǎn)生制動力矩,，從而達(dá)到制動效果,。如果此時某種相序的實施不僅可以產(chǎn)生制動力矩，同時還可以將繞組線圈中的反電勢能回饋到電池組中,，則實現(xiàn)了能量回饋制動,。

　　電動汽車驅(qū)動系統(tǒng)由蓄電池、永磁無刷電機(jī)以及控制器組成,，原理圖如圖2所示,。永磁無刷電機(jī)常用的工作方式為兩相導(dǎo)通，即一個周期內(nèi)各相正,、負(fù)分別導(dǎo)通120°且三相相位相差120°為了獲得制動力矩,，在相反電勢幅值最大的120°期間,，通一反方向的電流即可，但要能向蓄電池回饋能量,，而不是從蓄電池汲取能量,，則需要通過升壓斬波來實現(xiàn)。假定電機(jī)正向旋轉(zhuǎn),，在一個開關(guān)周期內(nèi),，通過對不同功率管進(jìn)行斬波，可獲得制動性質(zhì)的電磁轉(zhuǎn)矩,。PWM 開通的時間內(nèi),，在導(dǎo)通的閉合回路中對電機(jī)兩相的電感蓄能；PWM 關(guān)斷的時間內(nèi),，通過相應(yīng)的二極管續(xù)流,，進(jìn)而為蓄電池充電。

　　永磁無刷電機(jī)回饋制動方法可分為兩種：單側(cè)斬波,，雙側(cè)斬波,。本文介紹單側(cè)斬波方法。單側(cè)斬波只對逆變器的下橋斬波,，上橋全部關(guān)斷,。如圖2所示，以功率管T4為例,，分析在一個開關(guān)周期內(nèi)系統(tǒng)工作情況,。T4導(dǎo)通期間等效電路如圖3所示，圖中電流電壓方向都是實際方向,。

　　回路電壓方程為:

　　其中：Ud為蓄電池開路電壓,；iP為母線電流；icd為支撐電容放電電流,；id為子線電流,；Rb為蓄電池充電時等效電阻；Uc為逆變器支撐電容電壓,；eA,，eB為相電勢；E為單相電勢平頂處幅值,；RS為相電阻,；L為相自感；M為相間互感,；C為支撐電容容量,。

　　很顯然，在T4,、D6導(dǎo)通期間通過反電勢在電機(jī)的兩相電感中儲能,，而支撐電容放電為蓄電池充電,。

　　當(dāng)T4關(guān)斷時等效電路如圖4所示。

　　關(guān)斷期間回路電壓方程為：

　　其中,，icc為支撐電容充電電流,。期間D1、D6導(dǎo)通,，儲存在電感中的能量釋放出來(抬高支撐電容端電壓),，從而在為支撐電容充電的同時，將電流回灌進(jìn)電池中,，達(dá)到回收能量的作用,。

　　對于支撐電容而言，根據(jù)能量守恒定律,，穩(wěn)態(tài)時應(yīng)有:

　　忽略母線電壓,、電流和相電流的脈動，假定電容充放電過程中電流保持不變,，即

　　再根據(jù)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時電機(jī)電感能量守恒原則，有:

　　其中,，占空比滿足0≤D<1,。當(dāng)D>(Ud-2E)/Ud時，Uc>Ud從而實現(xiàn)回饋功能,。

2 硬件設(shè)計

　　2.1 硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

　　TMS320F2812是美國TI公司推出的C2000平臺上定點(diǎn)32位DSP芯片,，運(yùn)行時鐘最快可達(dá)150 MHz，處理性能可達(dá)150 MIPS,，每條指令周期6.67 ns,。具有片內(nèi)128 K×16位的SRAM，能夠滿足無刷直流電機(jī)系統(tǒng)實時控制的要求,。本文即采用DSP為控制器構(gòu)建BLDCM能量回饋控制系統(tǒng),。

　　如圖5為無刷直流電機(jī)硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。硬件系統(tǒng)由主控板,、功率驅(qū)動和接口信號板構(gòu)成,。主控板是DSP的最小系統(tǒng)，功率驅(qū)動板上可實現(xiàn)功率驅(qū)動部分以及相關(guān)信號處理電路,，功率驅(qū)動板為主控板提供電源,。

　　2.2 驅(qū)動電路設(shè)計

　　驅(qū)動電壓一般為10~15 V。A相主電路和驅(qū)動電路如圖6所示,，B,、C相電路與此相同。圖6(a)為PWM隔離電路,，此電路選用的光耦LCPL-2531,，此芯片是一種雙通道高速光電耦合器,，速度可達(dá)1 Mb/s。

　　圖6(b)的驅(qū)動電路選用IR2110為驅(qū)動芯片,，內(nèi)部為自舉操作設(shè)計了懸浮電源,，有較寬的輸出柵極驅(qū)動電壓范圍。內(nèi)部集成雙通道驅(qū)動模塊,。高端工作電壓可達(dá)500 V,，輸出的電源端電壓范圍10~20 V；邏輯電源電壓范圍5~15 V,，可方便與TTL,、CMOS電平相匹配；工作頻率高,，可達(dá)500 kHz,；開通、關(guān)斷延遲小,，分別為120 ns和94 ns,。圖6(b)中，IGBT_2H,、IGBT_2L為母線電壓正負(fù)極,，其間連有大電容。Vbs（驅(qū)動電路VB和VS管腳之間的電壓)為懸浮電源,，它給集成電路的高端驅(qū)動電路提供電源,。驅(qū)動輸入電容較大的MOSFET，在工作頻率較低的情況下,，要注意自舉電容電壓穩(wěn)定性問題,，上管的驅(qū)動波形峰頂如果出現(xiàn)下降的現(xiàn)象則要選取大的電容。為了避免VB過電壓損壞IR2110,電路中增加了穩(wěn)壓二極管D30,。

　　2.3 檢測電路設(shè)計

　　2.3.1 位置檢測電路設(shè)計

　　無刷直流電機(jī)位置傳感器采用霍爾傳感器,，并采用光耦對位置傳感器信號進(jìn)行隔離處理，電路與圖6(a)類似,。傳感器輸出通常為OC門,，需要加上拉電阻實現(xiàn)正確輸出。在光耦隔離電路中,，OC門輸出極的導(dǎo)通可以為光耦提供電流通道,，所以光電隔離電路中霍爾傳感器輸出無需上拉也可以正常工作。

　　2.3.2 電流信號檢測

　　電流信號檢測選用電流傳感器LTS6-NP,。電流傳感器的輸出信號需要接入DSP中進(jìn)行處理,。 處理電路如圖7所示。

　　此電路中的運(yùn)算放大器采用模擬器件公司的(Analog Devices)OP27,具有低失調(diào)電壓和漂移特性與高速、低噪聲特性,、高輸入阻抗的特點(diǎn),，適合用來做電流采樣信號處理。所以,，運(yùn)算放大電路構(gòu)成差分放大器形式的電流信號處理電路,。

　　圖中D5、D6為3 V穩(wěn)壓管,，保護(hù)DSP的AD輸入端,確保輸入信號范圍保持在AD允許的輸入范圍內(nèi),。后邊接一個一階RC濾波電路對電流信號進(jìn)行濾波處理。

　　差分放大器正相輸入端為信號的輸出,，反相輸入端為電流傳感器信號的地,。本設(shè)計中運(yùn)用差分放大器可以消除信號的同相成分，有利于區(qū)分噪音和信號,，還能抑制噪音形成,。圖中電路對稱結(jié)構(gòu)，所以R26=R25,R20=R24,。

　　傳遞函數(shù)如式(10),，要想調(diào)節(jié)電流傳感器信號送入AD的采樣范圍，可以調(diào)節(jié)R20,、R25來實現(xiàn),。

　　2.4 串行通信接口電路設(shè)計

　　圖8所示為串行通信接口電路圖，串口接口芯片選用MAX3232,，其與控制接口電壓都為3.3 V，所以可與DSP直接相連,。本系統(tǒng)的通信接口由RS232和CAN構(gòu)成,。在TMS320F2812中集成了CAN總線控制器和串行通信接口模塊，加以必要的接口電路就可構(gòu)成通信網(wǎng)絡(luò),。

3 軟件設(shè)計

　　本設(shè)計軟件部分如圖9所示,，主程序模塊中先進(jìn)行系統(tǒng)初始化工作，完成初始化后,，主程序進(jìn)入一個死循環(huán),，其主要功能就是響應(yīng)中斷，調(diào)用中斷處理程序,。

　　本文通過對永磁無刷直流電機(jī)的研究,，采用TMS320F2812芯片作為主控芯片，實現(xiàn)了電動汽車制動能量回饋控制,，使電動汽車在行駛中能量得到充分利用,，并且增加了電動汽車的續(xù)駛里程，節(jié)約了能源，提高了效率,。

　　參考文獻(xiàn)

　　[1] MORENO J, ORTUZAR M E,DIXON J W. Energy-man-agement system for a hybrid electric vehi-cle:using ultraca-pacitors and networks[J]IEEE Transactions on Industrial Electon-ics, 2006,53(2):614-623.

　　[2] Pan Zhiyang, Luo Fangliu. Transformerbased resonant DC link inverter for brush-less DC motor drive system[J].IEEE Tran-sactions on Power Electronics,2005,20(4):939-947.

　　[3] 吳穎,杰王君,艷貢俊. 能量回饋制動在電動汽車中的應(yīng)用[J]. 上海電機(jī)學(xué)院學(xué)報,2006,9(3):98-100.

　　[4] 宗立志,段建民,許家群. 電動汽車用無刷直流電機(jī)能量回饋控制技術(shù)[J]. 控制理論與應(yīng)用,2008,25(17):110-13.

　　[5] PILLAY P, KRISHNAN R. Application characteristics ofpermanent magnet synchronous and brushless DC motors forservo drives[J]. IEEE Transactions on Industry Applications,1991,27(5):986-996.

　　[6] 于鳳山. 國內(nèi)外汽車電子的發(fā)展現(xiàn)狀[J].中國機(jī)電工業(yè),2000(3):22-23.