摘  要： 為改善滯環(huán)控制應(yīng)用在并網(wǎng)逆變器中會出現(xiàn)系統(tǒng)開關(guān)頻率不固定的問題，提出一種將模糊控制器與滯環(huán)比較器相結(jié)合的控制方法,。通過對并網(wǎng)逆變器的建模和滯環(huán)電流控制原理的分析,，可知開關(guān)頻率與滯環(huán)環(huán)寬之間的關(guān)系。以電網(wǎng)電壓及指令電流的偏微分為輸入變量建立模糊控制規(guī)則,，經(jīng)過一定的模糊運(yùn)算輸出滯環(huán)環(huán)寬,，從而動態(tài)地控制環(huán)寬達(dá)到穩(wěn)定頻率的目的。該方法能有效地降低開關(guān)頻率,，減小電流諧波,。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該方法對穩(wěn)定滯環(huán)開關(guān)頻率是有效的，尤其是在過零點(diǎn)與頂點(diǎn)處,，同時(shí)能夠改善諧波特性,。

　　關(guān)鍵詞： 并網(wǎng)逆變器；模糊控制,；電流滯環(huán),；固定開關(guān)頻率

0 引言

　　光伏發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電是新能源發(fā)電領(lǐng)域的兩種主要發(fā)電方式，充分地利用這些電能,，將其輸送給電網(wǎng)需要的關(guān)鍵技術(shù)就是并網(wǎng)逆變器[1],。逆變器在并網(wǎng)時(shí)，需控制其輸出電流與電網(wǎng)電壓同相位,，以免給電網(wǎng)帶入諧波,，污染電網(wǎng)[2]。電流滯環(huán)控制由于其無條件的穩(wěn)定性,、響應(yīng)的快速性,、不需要系統(tǒng)的任何參數(shù)信息、很好的控制精度及實(shí)現(xiàn)簡單等優(yōu)點(diǎn),，非常適用于并網(wǎng)逆變器控制,。但是，滯環(huán)控制最大的問題是其開關(guān)頻率高且不穩(wěn)定,，使得逆變器輸出頻譜特性不理想,，輸出濾波器設(shè)計(jì)較難及體積重量偏大，噪聲較大等[3],。為此,，國內(nèi)外學(xué)者提出了多種改進(jìn)方法來解決這一問題[1,，4-9],。參考文獻(xiàn)[6]通過鎖相跟蹤給定時(shí)鐘的頻率,，對開關(guān)頻率進(jìn)行反饋閉環(huán)控制,，達(dá)到固定開關(guān)頻率的目的,，該方法由于一般涉及復(fù)雜的鎖相環(huán)節(jié),，實(shí)際工程中應(yīng)用難度較大,。參考文獻(xiàn)[7]提出一種滯環(huán)寬度預(yù)測方法,，根據(jù)對前一電流誤差周期作幾何分析而確定下一周期的滯環(huán)寬度，保持開關(guān)頻率穩(wěn)定,。它可實(shí)現(xiàn)數(shù)字化控制,，但輸出電流的低次諧波含量較高，且存在穩(wěn)態(tài)誤差,。本文在滯環(huán)電流控制基礎(chǔ)上提出一種基于模糊控制的滯環(huán)電流控制方法,。該控制方法保持了模糊控制不依賴被控對象的精確模型，抗干擾能力強(qiáng),，響應(yīng)速度快,，并對系統(tǒng)參數(shù)的變化有較強(qiáng)的魯棒性，能夠?qū)崿F(xiàn)對電流的快速跟蹤和對開關(guān)頻率的限制,，避免了過高的開關(guān)頻率對開關(guān)器件的損害及有效地減小開關(guān)損耗,。

1 滯環(huán)電流型并網(wǎng)逆變器原理

　　圖1為單相滯環(huán)電流型并網(wǎng)逆變器原理圖，直流源可以是太陽能,、風(fēng)能等可再生能源發(fā)電設(shè)備或者是蓄電池,，逆變器負(fù)載為公共交流電網(wǎng)（220 V/50 Hz）。滯環(huán)控制應(yīng)用于控制逆變器并網(wǎng)電流,，易于實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)電壓頻率和相位的實(shí)時(shí)跟蹤,，響應(yīng)迅速且穩(wěn)定性好。在圖1中,，由相位檢測環(huán)節(jié)得到的同步信號與并網(wǎng)電流的給定幅值一起送往正弦波發(fā)生器,，生成與電網(wǎng)電壓同頻同相的參考電流信號ig*，再經(jīng)滯環(huán)比較器對并網(wǎng)電流反饋信號ig與ig*的偏差進(jìn)行調(diào)制得到開關(guān)管控制信號,，從而可以控制并網(wǎng)電流,。滯環(huán)比較器的工作原理為：電流參考信號ig*與實(shí)際電流信號ig進(jìn)行比較，作為滯環(huán)控制器的輸入,，當(dāng)ig<ig*-h時(shí)（2h為滯環(huán)寬度）,，滯環(huán)比較器輸出高電平信號，S1,、S4導(dǎo)通,，系統(tǒng)輸入側(cè)電流增加；當(dāng)ig>ig*-h時(shí)，滯環(huán)比較器輸出低電平信號,，S2,、S3導(dǎo)通，系統(tǒng)輸入側(cè)電流減小,，這樣不斷進(jìn)行逐次比較調(diào)節(jié),，保證始終跟蹤給定電流,，且處于滯環(huán)帶內(nèi)[10],。

　　由圖1的結(jié)構(gòu)圖及參考文獻(xiàn)[2]可得式（1）：

　　其中，HB為滯環(huán)寬度,；為開關(guān)頻率,；Udc為直流側(cè)電壓；Vg為電網(wǎng)電壓,；i*為指令電流,；L為電感系數(shù)。

　　當(dāng)滯環(huán)寬度固定時(shí),，功率開關(guān)器件的開關(guān)頻率fc是變量,，與Udc、Vg,、,、L相關(guān)。對于并網(wǎng)逆變器,，Udc和電感L一般是固定不變的,。當(dāng)HB為固定值時(shí)，開關(guān)頻率fc只與Vg,、值相關(guān),，而Vg是電網(wǎng)的電壓，是一個(gè)時(shí)變的正弦波,，也是一個(gè)時(shí)變的變量,，所以在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，開關(guān)管的開關(guān)頻率伴隨著Vg,、的變化而變化,。由于開關(guān)的頻率不固定，導(dǎo)致滯環(huán)并網(wǎng)逆變器在開關(guān)器件選擇,、濾波參數(shù)設(shè)計(jì)及熱穩(wěn)定性設(shè)計(jì)等方面都存在許多問題,。因此，在大功率電力變化中其應(yīng)用有限,，并且從式（1）可以看出,，要計(jì)算滯環(huán)的寬度是相當(dāng)復(fù)雜的，對于并網(wǎng)逆變器來說直接計(jì)算基本上是不可能的。

2 模糊控制算法及實(shí)現(xiàn)

　　并網(wǎng)控制中的滯環(huán)是非線性環(huán)節(jié),，而模糊控制器有理想的動態(tài)性能,，對系統(tǒng)的過程參數(shù)變化不敏感，有很強(qiáng)的魯棒性,，由此設(shè)計(jì)一種加入模糊算法控制環(huán)寬可變的并網(wǎng)逆變控制器,。

　　為了解決傳統(tǒng)方法開關(guān)頻率變化大的問題，滯環(huán)的環(huán)寬被設(shè)計(jì)成是動態(tài)可變的,，模糊控制能夠克服非線性因素引起的一些影響,。所以這種并網(wǎng)控制系統(tǒng)不僅有模糊控制的優(yōu)點(diǎn)，如靈活,、自適應(yīng)等,，而且有滯環(huán)控制的優(yōu)點(diǎn)，如精度高,、反應(yīng)速度快,。

　　從前面的分析可知，模糊控制的輸入包括兩部分：電網(wǎng)電壓和參考電流的變化率,，輸出為直接控制量滯環(huán)寬度HB,。圖2為模糊控制的原理框圖，這是一個(gè)二維輸入,、一維輸出的PD型模糊控制器,。

　　首先將輸入輸出模糊化，將參考電流變化率,、電網(wǎng)電壓分為7個(gè)模糊子空間{NL,、NM、NS,、ZR,、PS、PM,、PL},，代表{負(fù)大、負(fù)中,、負(fù)小,、零、正小,、正中,、正大}。滯環(huán)寬度HB的模糊子空間為{H1,、H2,、H3,、H4、H5,、H6,、H7}，其中H1<H2<H3<H4<H5<H6<H7,，本方案中,，Vg的基本論域?yàn)閇-1，1],，的基本論域?yàn)閇-1,，1]，HB的基本論域?yàn)閇0,，1],。為確保模糊參數(shù)調(diào)節(jié)器有較高的靈敏度,，隸屬度函數(shù)的形狀選擇為非均勻分布的三角形隸屬函數(shù),，相對于梯形隸屬函數(shù)，其超調(diào)量和穩(wěn)態(tài)誤差比較??；并且與均勻分布方式相比，其系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差小,，響應(yīng)更靈敏,，曲線上升速度快。隸屬度函數(shù)分別如圖3所示,。模型中的模糊推理合成規(guī)則遵循極大極小合成規(guī)則,，并采用Mamdani型模糊推理算法。

　　本文有兩個(gè)模糊輸入變量和一個(gè)模糊輸出變量,，每個(gè)變量對應(yīng)有7個(gè)模糊語言子集,，所以一共有49條模糊控制規(guī)則。根據(jù)式（1）求出的標(biāo)準(zhǔn)環(huán)寬的變化規(guī)律總結(jié)出模糊控制規(guī)則,，輸入到模糊控制器中,，并經(jīng)過反復(fù)的實(shí)驗(yàn)試湊、修改,、驗(yàn)證,，可得到如表1所示的模糊規(guī)則表，控制器的曲面觀察如圖4所示,。

3 仿真驗(yàn)證

　　使用MATLAB/SIMULINK搭建了一個(gè)單相電流型并網(wǎng)逆變器的仿真模型,，仿真參數(shù)采用單相交流電壓Vg=220 V/50 Hz，直流電壓Udc=350 V,，電感值L=10 mH,；輸出電流峰值為6 A,，給定頻率fc=10 kHz，仿真時(shí)間為0.4 s,。

　　當(dāng)滯環(huán)寬度HB固定為0.5 A時(shí),，輸出的電流波形如圖5（a）所示；當(dāng)滯環(huán)寬度HB固定為1 A時(shí),，輸出的電流波形如圖5（b）所示,；當(dāng)滯環(huán)寬度不固定時(shí)，應(yīng)用模糊控制算法,，可得到輸出電流波形如圖5（c）所示,。可以看出,，當(dāng)滯環(huán)寬度固定時(shí),，環(huán)寬大，則頻率小,，環(huán)寬小,，則頻率高，且在峰值處頻率最低,，在過零點(diǎn)處頻率最高,。而模糊控制滯環(huán)的寬度隨著輸出電流的相位角變化而變化，在過零點(diǎn)滯環(huán)的寬度最寬,，頻率下降,，在電流峰值滯環(huán)寬度值變窄，輸出頻率升高,，從而保持電流的頻率穩(wěn)定,，符合理論。FFT變換可得到固定環(huán)寬的頻率分布較寬,，而采用模糊控制的可變環(huán)寬的頻率分布則主要集中在10 kHz附近,，滿足設(shè)計(jì)要求。

　　圖6中虛線為根據(jù)式（1）求得的標(biāo)準(zhǔn)滯環(huán)寬度,，實(shí)線為模糊控制求出的滯環(huán)環(huán)寬,，可以看出兩者基本上一致，環(huán)寬范圍在0.2 V~0.9 V之間,，所以可以保證輸出的電流能夠跟蹤電網(wǎng)電壓相位并且電流頻率基本上保持一致,。

　　圖7為并網(wǎng)電流FFT分析結(jié)果。由前面分析可知,，滯環(huán)環(huán)寬越小,，輸出的電流波形也越接近于電壓波形；波形越好,，總諧波畸變率也越小,。所以,，當(dāng)滯環(huán)環(huán)寬固定為HB=0.5 A時(shí)，總諧波畸變率THD=1.72%,，達(dá)到最小,，諧波主要分布在5 kHz~20 kHz，范圍很寬,，且均勻分布,；當(dāng)滯環(huán)環(huán)寬固定為HB=1 A時(shí)，THD=4.77%,，達(dá)到最大,，諧波主要分布在2 kHz~15 kHz；當(dāng)用模糊控制可變環(huán)寬時(shí),，THD=3.15%,，較小，諧波主要集中在10 kHz附近,，頻率大大減小,，與理論結(jié)果一致。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

　　研制了一臺并網(wǎng)逆變器進(jìn)行驗(yàn)證,。逆變器采用單極性SPWM調(diào)制方式,，采用TMS320F28035作為主控芯片，其他器件參數(shù)與仿真值一致,，將算法轉(zhuǎn)換為DSP控制程序，額定輸出電流峰峰值為4 A,。

　　如圖8所示,，電壓每格100 V，電流每格為2 A,，電流的相位與電網(wǎng)電壓一致,，觀察開關(guān)管的波形可以看到開關(guān)頻率fc=10 kHz基本保持不變。與固定環(huán)寬的波形相比較,，電流在過零點(diǎn)變化幅度最寬,，在電流峰值變化幅度較窄，與仿真結(jié)果一致,。電流波形在CCS中進(jìn)行FFT分析得到的頻譜圖也與仿真結(jié)果一致,，模糊控制算法的結(jié)果諧波主要集中在10 kHz，THD也較小,。

5 結(jié)論

　　本文針對傳統(tǒng)固定滯環(huán)應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器所產(chǎn)生的頻率不固定的問題,，提出了一種模糊滯環(huán)控制方法。通過模糊控制器對滯環(huán)的環(huán)寬進(jìn)行動態(tài)調(diào)整,，從而能夠有效地穩(wěn)定開關(guān)頻率,。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示,，模糊控制環(huán)寬與固定滯環(huán)環(huán)寬在電流跟蹤效果上是一致的，都能實(shí)現(xiàn)快速跟蹤,。兩種控制方法主要的不同點(diǎn)在于,，模糊控制方法與傳統(tǒng)的固定環(huán)寬的滯環(huán)控制方法相反，具有瞬時(shí)的頻率固定,。通過模糊控制輸出滯環(huán)的環(huán)寬,，穩(wěn)定了開關(guān)頻率，降低了功率管開關(guān)損耗,，使得并網(wǎng)逆變器性能提高,。本方法對于諧波消除和電子開關(guān)保護(hù)有重要意義。

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