文獻標(biāo)識碼： A
文章編號： 0258-7998(2014)10-0043-03
0 引言
隨著當(dāng)今電子產(chǎn)品向小型化和智能化方向發(fā)展，電子設(shè)備對電源的需求變得多樣化和復(fù)雜化,。相比于線性電壓調(diào)整器的大體積和低效率,，DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率高、體積小,、可靠性高等特點使其被廣泛用于電源系統(tǒng),，并且成為超大規(guī)模集成電路系統(tǒng)不可或缺的一部分。
依照拓撲結(jié)構(gòu)不同,，DC-DC轉(zhuǎn)換器可以分為升壓型(Boost),、降壓型(Buck)、升降壓型(Buck-Boost)，依照調(diào)制模式的不同可以分為脈沖寬度調(diào)制(PWM),、脈沖頻率調(diào)制(PFM),、混合調(diào)制模式(PWM/PFM)[1]。
在DC-DC轉(zhuǎn)換器中,，誤差放大器是其中非常重要的電路模塊,，是系統(tǒng)成功的保證。本文在保持電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器的性能和系統(tǒng)穩(wěn)定性的基礎(chǔ)上,，設(shè)計了一款滿足需求的高性能誤差放大器,。
1 DC-DC變換器控制原理
電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器控制拓撲如圖1所示。電路主要包括PWM控制電路,、功率管(M1,、M2)、電感,、電容,、反饋電阻。PWM控制電路主要包括誤差放大器,、斜坡補償,、PWM電流比較器、振蕩器,、軟起動電路,。
誤差放大器通過反饋電阻檢測輸出電壓的變化，與基準(zhǔn)產(chǎn)生的Vref進行比較,，得到誤差放大信號Vea,，Vea與振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號通過斜坡補償電路得到斜坡電流信號。Rsense檢測輸出電感電流,，與斜坡電流信號疊加之后作為PWM比較器的輸入,，產(chǎn)生占空比可變的PWM信號，再經(jīng)過驅(qū)動模塊控制功率管的通斷,，從而實現(xiàn)電流模式DC-DC控制器反饋回路的控制,，穩(wěn)定輸出電壓。
2 誤差放大器電路
本文在傳統(tǒng)OTA的基礎(chǔ)上進行改進,，提出一種更滿足變換器需求的高性能誤差放大器,。相比于傳統(tǒng)的OTA結(jié)構(gòu)，該誤差放大器在結(jié)構(gòu)上主要有以下特點：(1)采用電流抵消技術(shù)[2]來提高增益,；(2)跨導(dǎo)恒定,；(3)電路輸入級采用偏置電流消除結(jié)構(gòu)；(4)寬的輸入共模電壓范圍,；(5)包含軟起動電路,。具體電路實現(xiàn)如圖2所示。
基于低失調(diào)電壓考慮，該誤差放大器采用對稱差分結(jié)構(gòu),，主要由三部分(差分輸入級,、電流鏡輸出級、尾電流偏置級)實現(xiàn),。
差分輸入級由Q2～Q6,、R1～R4、M5～M14組成,。將Q2～Q4 3個源隨器作輸入端可以擴大輸入共模范圍,，具體過程如下：當(dāng)轉(zhuǎn)換器上電時Vfb和Vss比較小，此時ctrl開啟,，M5,、M6、M13,、M14電流流過R1,、R2，抬高Q5,、Q6基極電壓,，保證其正常工作，從而提高了共模下限范圍,。并將差分輸入對管Q5、Q6的M值設(shè)為2,，采用同質(zhì)心結(jié)構(gòu),，可以提高匹配度，進一步減小失調(diào)電壓,。
R3和R4的作用是使電路輸入跨導(dǎo)可以精確控制,，設(shè)R3=R4=R，gm5R>>1,，則輸入級跨導(dǎo)gm為：
由于電阻阻值大小易于控制,，這樣可以方便控制gm的大小，以控制輸出電流的能力,。
輸入級負載采用4個PMOS管M9～M12組成的交叉結(jié)構(gòu),，其作用有：(1)可以構(gòu)成正反饋結(jié)構(gòu)，加速電路響應(yīng)時間,。具體實現(xiàn)過程如下：假如V1點有個電壓降低,，則M11電流會增加，V2電壓上升,，M10電流減小,，進一步使V1降低，從而加快電路反應(yīng)速度。(2)可以看成將一組正向和一組負向二極管的連接,，以實現(xiàn)其等效電阻從1/gm到無窮大之間的任意阻值： 
誤差放大器的尾電流偏置級由M22～M27組成,，采用Self-Cascode結(jié)構(gòu)，相比于單管,，可以節(jié)省面積,，提高輸出阻抗。
由前面分析可得,，該誤差放大器差模增益為：
可見,，如果M18和M20、M19和M21匹配,，則電路的CMRR和PSRR將會趨于無窮大,。而實際值是有限的，主要原因是電路中器件的不匹配,。如果提高器件匹配度,，則可提高CMRR、PSRR值,。
考慮到誤差放大器的輸入是帶隙基準(zhǔn)通過電阻網(wǎng)絡(luò)分壓得到的基準(zhǔn)電壓Vref,，為了消除基極電流對基準(zhǔn)分壓網(wǎng)絡(luò)的影響，電路的輸入級利用了輸入偏置電流消除結(jié)構(gòu)[3],。在圖2中,，三極管Q1和Q2發(fā)射極電流大小相等，其基極電流也相等,，通過M2和M3的等比例鏡像關(guān)系,，Q2的基極電流完全流過M3，因此沒有基極電流流過基準(zhǔn)電壓分壓網(wǎng)絡(luò),，從而不會影響基準(zhǔn)的分壓精度,。
另外，該誤差放大器包含軟起動電路(由M5,、M6,、M21、M22,、C1組成),，可以使在上電過程中控制參考電壓緩慢變化，則輸出電壓也可以隨參考電壓緩慢變化,，從而消除浪涌電流的出現(xiàn),。
軟起動時間為：
3 系統(tǒng)補償電路的實現(xiàn)
誤差放大器為DC-DC環(huán)路提供一個高增益級，改善了系統(tǒng)的線性調(diào)整率和負載調(diào)整率,，并且其輸出級是一個高阻節(jié)點,。因此考慮到整個環(huán)路的穩(wěn)定性,，在誤差放大器的輸出加入補償網(wǎng)絡(luò)，使系統(tǒng)的主極點在帶寬范圍內(nèi),?？紤]到是電流模式[4]控制，采用補償方式如圖3所示,。
補償網(wǎng)絡(luò)傳輸函數(shù)為：
可見補償網(wǎng)絡(luò)引進一個零點fz1和一個極點fp1,，誤差放大器的輸出電阻產(chǎn)生一個極點fp2。
考慮到C1遠大于C2,，所以主極點為：
為了DC-DC環(huán)路的穩(wěn)定,，在設(shè)計時可以用補償網(wǎng)絡(luò)引入的零點fz1去補償輸出級產(chǎn)生的主極點，從而確定補償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù),。
4 仿真結(jié)果及分析
本文設(shè)計是基于CSMC 0.5 μm BCD工藝庫,，使用Candance Specture進行仿真，仿真條件為25 ℃下全典型模型,。
圖4給出了該誤差放大器頻率特性的仿真,。由圖可以看出，在低頻時該誤差放大器的差模放大倍數(shù)為Av=56 dB,，共模放大倍數(shù)為Ac=-50 dB,，所以有共模抑制比CMMR=106 dB，滿足本設(shè)計中對誤差放大器高CMMR的設(shè)計要求,。
PSRR的仿真結(jié)果如圖5所示,，在低頻段，誤差放大器的放大倍數(shù)為56 dB,，電源到誤差放大器輸出放大倍數(shù)為-73 dB,，因此，PSRR=129 dB,。隨著頻率增加，PSRR開始降低,，當(dāng)頻率達到44.58 MHz時,，PSRR降到0 dB。在誤差放大器工作范圍內(nèi),，滿足系統(tǒng)對PSRR的要求,。
表1給出了相同應(yīng)用下的不同誤差放大器的共模抑制比和電源抑制比的仿真結(jié)果對比，可以看出本文設(shè)計的誤差放大器具有更高的共模抑制比和電源抑制比,，性能更好,。
5 結(jié)論
本文提出一種應(yīng)用于BUCK型DC-DC控制器的高性能誤差放大器，并給出了一種環(huán)路補償方案,。該誤差放大器具有高的共模抑制比和高的電源抑制比,?；贑SMC 0.5 μm BCD工藝庫的仿真結(jié)果表明，該誤差放大器的共模抑制比為106 dB,，電源抑制比為129 dB,。對比可以發(fā)現(xiàn)，該設(shè)計性能更好,，更能滿足DC-DC轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)需要,。
參考文獻
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