對負載的保護以及因負載失效（短路或斷路）而對電源的保護是設計中需要考慮的很重要的方面^[1-2]。在反激式變換器中,，當負載變化超出一定范圍,，副邊二極管續(xù)流I_s時間過長，且在下一個開關周期開始之前,，I_s沒有下降至零，則電路系統(tǒng)將從電流斷續(xù)的工作模式(CDM)下進入電流連續(xù)的工作模式(CCM)。對于剛進入電流連續(xù)模式下的電路,，其傳遞函數(shù)與電流斷續(xù)下的傳遞函數(shù)有很大不同，如果此時誤差放大器帶寬不能迅速減小,，則電路將會發(fā)生振蕩^[3],，這將使AC/DC開關電源驅(qū)動系統(tǒng)工作不穩(wěn)定。

    為有效地實現(xiàn)電路應用系統(tǒng)負載短路和斷路保護,，同時能避免反激式電路系統(tǒng)從電流斷續(xù)工作模式突然進入電流連續(xù)的工作模式,，本文根據(jù)反激式變換器原邊繞組和副邊繞組之間的耦合作用，通過采集副邊電流減小至零時原邊繞組變化的電壓來檢測副邊電流過零的時間點,，以此實現(xiàn)負載短路和斷路保護,，并結合反激式原邊反饋技術實現(xiàn)了恒流恒壓雙模式驅(qū)動。

1 副邊電流過零檢測

    副邊電流過零檢測電路就是檢測副邊電流從功率開關管關斷時的峰值I_spk以斜率-V_o/L_s下降至零的時刻,。

    當副邊電流下降至零時,，由于二極管的單向?qū)ㄗ饔茫儔浩鞲边叺碾姼羞M入高阻狀態(tài),，原邊電感和開關管寄生電容組成的LC振蕩電路將發(fā)生振蕩^[4-5],。

    副邊電流斷續(xù)的工作模式下，在反激式轉(zhuǎn)換器的停滯時間內(nèi),，寄生電容將與V_dc周圍的主要電感發(fā)生振蕩,。寄生電容上的電壓會隨振蕩而變化，但始終具有相當大的數(shù)值,，如圖1所示,。

    LC振蕩頻率為：

其中，L_leak表示變壓器的漏感,。

    諧振的發(fā)生提供了一個判斷副邊電流減小至零的一個信號,。通過電壓采樣網(wǎng)絡，采集Vd的變化,，并將信號與一個基準電壓進行比較,，當副邊電流降為零時，比較器翻轉(zhuǎn),。副邊電流過零信號曲線如圖2所示,。

    副邊電流過零檢測可以實現(xiàn)負載短路和斷路保護。短路時,，負載總電阻減小,，根據(jù)反激式電流變化斜率k=V/L,，副邊電流從峰值減小至零的時間變長，反之斷路時,，負載總電阻增大,，副邊電流從峰值減小至零的時間變短。在副邊電流開始導通時,，芯片中設置兩個時序信號T₁和T₂,，將T_off限制在這兩個時序信號之間，以此來實現(xiàn)對于輕載和過載的判斷,，并在負載失效時有效地對電源進行保護^[6-7],。

    根據(jù)圖3所示，過流檢測信號控制新的開關周期的開始（由于本文采用頻率調(diào)制模式,，過流檢測信號并不能控制新的周期在何時開始,，只是新周期開始的一個必要而不充分條件），如果過零檢測信號是在兩個時序信號T₁和T₂之間到來,，則系統(tǒng)正常工作,。當在T₂信號之前，則判斷負載斷路,；當在T₁信號之后,，則判斷為負載短路。

2 反激式應用電路

    芯片的應用電路采用帶有輔助繞組的反激式原邊反饋結構,，其隔離變壓器兼具存儲能量和電氣隔離的雙重作用,，并且與正激式變換器相比,，不需要磁復位繞組,，因此被廣泛應用于小功率場合，如圖4所示,。

    輔助繞組Na主要有以下兩個作用：

    (1)為芯片供電,；

    (2)通過反激式變換器T₁的耦合作用檢測副邊輸出的電流電壓信息。

    當副邊的整流二極管D0導通時,，由輔助繞組供電的V_DD電壓反映了輸出電壓的信息,。根據(jù)變壓器耦合的電壓轉(zhuǎn)換關系，芯片內(nèi)部電源電壓為：

    反激式變換器的原邊和副邊電流變化如圖5所示,。

    若T_d>0,，則芯片工作于電流斷續(xù)狀態(tài)，此時,，所有導通階段電源通過初級線圈儲存的能量在開關管下一個周期開始之前已經(jīng)全部傳送給負載,，其平均電流等于三角波的平均值與其占空比T_off/T的乘積。

3 恒流工作模式

    恒流工作模式主要通過脈沖頻率調(diào)制(PFM)來實現(xiàn),。每一次的脈沖頻率調(diào)制都在過零檢測電路檢測到過零點之后再釋放信號,，以此避免在負載短路或者斷路狀態(tài)下工作,。

    通常的脈沖頻率調(diào)制模式都采用BOOST變換器加主功率變換器的雙極有源變換方案。

    當負載加重導致的輸出電壓下降時,，將被輔助繞組檢測到,，并且通過芯片內(nèi)部的壓控振蕩器，使開關管的工作頻率降低以控制輸出電流恒定,。

    如圖6所示,，V_fb是從輔助繞組反饋的電壓V_DD中分壓而來的，V_fb=V_DD R₁/R,。通過電壓跟隨器的作用使得I_t=V_fb/R_t,。結合式(2)，得：

    因此I_t的大小就反映了輸出端的信息,。電流I_t通過電流鏡的鏡像作用,，分別得到I₁=μ₁ I_t和I₂=μ₂ I_t。對電容C充電電流I_c=I₁,，對電容C放電電流I_d=I₂-I₁,。鋸齒波信號在VH和VL之間振蕩，通過比較器和SR觸發(fā)器產(chǎn)生脈沖信號V_pulse,。

    脈沖信號的周期T是電容C的充電時間和放電時間之和,，即：

式(12)說明在圖6所示的調(diào)制模式下，副邊輸出電流I_out與負載R_o和輸入電壓V_dc無關,。I_ppk是由內(nèi)部的基準電壓和外圍的采樣電阻R_cs決定,，通過選擇合理的R_cs，便可以得到預設定的恒定輸出電流,。恒流模式仿真結果如圖7所示,。

4 恒壓工作模式

    在恒壓工作模式下，開關管處于間歇式工作狀態(tài),，正如仿真結果圖8所示,。

    從圖8可以看出，當輸出負載變輕,，相應輸出電壓增大,，當輔助繞組檢測到這一信號時，將控制芯片內(nèi)部的壓控振蕩器停止工作,，此時開關管被關閉,，輸入端的能量不能通過反激式變壓器傳遞到輸出端。輔助繞組不斷地檢測輸出端信號,，當輸出電壓下降時會控制振蕩器重新開始工作,。

    本文根據(jù)反激式變換器設計了一款帶有副邊電流過零離線恒壓恒流雙模式的AC/DC驅(qū)動電路。通過檢測副邊電流過零點時,，由于原邊電感和開關管的寄生電容產(chǎn)生LC振蕩,，通過采集振蕩信號來判斷過零點,，得到副邊二極管續(xù)流時間。將續(xù)流時間控制在兩個時序信號之間,，以此來實現(xiàn)對于負載短路或者斷路情況的判斷和保護,。在反激式拓撲結構下，通過脈沖頻率調(diào)制實現(xiàn)恒流驅(qū)動,，通過間歇式工作模式實現(xiàn)了恒壓驅(qū)動,。

參考文獻

[1] 劉雪山，楊靜,，張鴻儒.開關電源的過載保護電路設計[J].通信電源技術,，2009，26(4）：45-48.

[2] 丁道宏.電力電子技術[M].北京：航空工業(yè)出版社,，1999．

[3] PRESSMAN A I,，BILLINGS K，MOREY T.開關電源設計(第三版)[M].王志強,，肖文勛,，虞龍，等譯.北京：電子工業(yè)出版社,，2007.

[4] Nie Weidong,，Wu Jin，Yu Zongguang.A simple cost-effective PSR LED driver without auxiliary winding[J].IEICE Electronics Express,，2013,，10(23)：1-9.

[5] Wu Tsung-Hsiu.Quasi-resonant fly-back converter without auxiliary winding[P].United States Patent：007898823B2，2011-03-01.

[6] 劉國.開關電源適配器的輸出過載保護電路設計[J].電源技術應用,，2007,，10(12)：25-29.

[7] 王慶義，胡榮強,，王闖端.基于UC3842的開關電源保護電路的改進[J].電源技術應用,，2005,，8(6)：44-46.