引言
近年來(lái)，隨著無(wú)線(xiàn)通訊的飛速發(fā)展,，無(wú)線(xiàn)通信里的核心部分——無(wú)線(xiàn)收發(fā)器越來(lái)越要求更低的功耗,、更高的效率以及更小的體積，而作為收發(fā)器中的最后一級(jí),，功率放大器所消耗的功率在收發(fā)器中已占到了60%～90%,，嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的性能,。所以,，設(shè)計(jì)一種高效低諧波失真的功率放大器對(duì)于提高收發(fā)器效率，降低電源損耗,，提高系統(tǒng)性能都有十分重大的意義,。
筆者采用了SiGe BiCMOS工藝實(shí)現(xiàn)了集成E類(lèi)功率放大器，其工作頻率為1.8GHz,，工作電壓為1.5V,，輸出功率為26dBm，并具有高效率和低諧波失真的特點(diǎn),，適用于FM/FSK等恒包絡(luò)調(diào)制信號(hào)的功率放大,。為了達(dá)到設(shè)計(jì)目標(biāo)，該功率放大器采用了一些特殊的方法,，包括采用兩級(jí)放大結(jié)構(gòu),，差分和互補(bǔ)型交叉耦合反饋結(jié)構(gòu)。
E類(lèi)功率放大器
E類(lèi)功放工作原理E類(lèi)功率放大器的特點(diǎn)是將晶體管作開(kāi)關(guān)管,，相對(duì)于傳統(tǒng)的將晶體管用作電流源的A,、B,、AB類(lèi)功率放大器，具有更高的附加功率效率（PAE,，power added efficiency）,。
圖1所示為理想E類(lèi)功率放大器的原理圖。其中,，C為場(chǎng)效應(yīng)管結(jié)電容和外接電容之和,，ron為場(chǎng)效應(yīng)管處于線(xiàn)性區(qū)時(shí)的漏源電阻。
圖1 E類(lèi)功放原理圖
當(dāng)輸入電壓大于閾值電壓時(shí),，場(chǎng)效應(yīng)管工作在線(xiàn)性區(qū),，相當(dāng)于開(kāi)關(guān)閉合，由于漏源間電阻ron很小,，因此VD近似為0,；而當(dāng)輸入電壓小于閾值電壓時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管截止,，相當(dāng)于開(kāi)關(guān)斷開(kāi),，ID為0。此時(shí),，C開(kāi)始充電,，引起VD增加，調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)從VD中濾出基波,，傳輸?shù)截?fù)載電阻上,。當(dāng)開(kāi)關(guān)再次閉合時(shí)，有VD=0和dVD/dt =0,，從而使得場(chǎng)效應(yīng)管上的電壓和電流不同時(shí)出現(xiàn),，消除了由于充放電帶來(lái)的(1/2)CV2的損耗，晶體管理想效率達(dá)到100%,。
除了高效率,，E類(lèi)功放還有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)就是功率可調(diào)節(jié)性，即在保證輸出效率的同時(shí)能較大范圍的調(diào)節(jié)輸出功率,。因?yàn)閳?chǎng)效應(yīng)管相當(dāng)于開(kāi)關(guān),，所以輸入電壓的幅值不會(huì)影響輸出功率的大小。同樣的,，當(dāng)場(chǎng)效應(yīng)管處于三極管區(qū)時(shí),，漏源間的電阻ron上會(huì)有功率消耗PLOSS，這是E類(lèi)功放的最主要功率損耗,。由于PLOSS與VD2成正比,，我們可以將漏極效率表示為：
（1） 
其中，C為常數(shù),。這樣,，通過(guò)調(diào)節(jié)電壓保證一定的輸出功率,，E類(lèi)功放就能保持較高效率。
存在問(wèn)題
E類(lèi)功放同樣也具有不少的局限性,。例如,，因?yàn)閂D比VDD大上三倍左右，所以在設(shè)計(jì)的時(shí)候就必須考慮到擊穿電壓的影響,，這樣會(huì)使得輸出的功率范圍有很大的局限性,。此外，為了減少ron帶來(lái)的損耗,，必須盡可能地增大寬長(zhǎng)比,，但是晶體管的面積越大，就會(huì)造成柵極的電容越大,，使得在輸入端需要更小的電感來(lái)進(jìn)行耦合,，這會(huì)對(duì)輸入端信號(hào)提出更高的要求，很難通過(guò)BiCMOS工藝精確實(shí)現(xiàn),。而且大的柵漏電容會(huì)引起輸出端到輸入端的強(qiáng)反饋,，這導(dǎo)致了輸入和輸出之間的耦合。最后,，單端輸出電路每個(gè)周期都要向地或者硅襯底泄放一次大的電流,，這可能會(huì)引起襯底耦合電流的頻率和輸入、輸出信號(hào)的頻率相同,，從而在輸出端產(chǎn)生了錯(cuò)誤的信號(hào),。
電路設(shè)計(jì)與改進(jìn)
圖２所示為兩級(jí)差分結(jié)構(gòu)的功率放大器，其中Ｍ5,、M8為第一級(jí)差分結(jié)構(gòu)功率放大器,，負(fù)責(zé)對(duì)第二級(jí)功率放大器提供大的驅(qū)動(dòng)電壓；M1和M2組成第二級(jí)差分功率放大器,，而M6,、M7和M3,、M4分別構(gòu)成了一,、二級(jí)的交叉耦合正反饋結(jié)構(gòu)。
圖2 兩級(jí)差分耦合功率放大器
差分結(jié)構(gòu)
圖2所示的全差分結(jié)構(gòu)能夠解決襯底耦合的影響,。由于在差分結(jié)構(gòu)中,，雙端輸出每個(gè)周期會(huì)向地泄放兩次電流，由此使耦合電流的頻率成為信號(hào)電流的兩倍,，這就消除了襯底耦合對(duì)信號(hào)的干擾,。另外，在相同的電源電壓下,，當(dāng)提供相同的輸出功率時(shí),，全差分結(jié)構(gòu)中流過(guò)每個(gè)開(kāi)關(guān)管的電流要比單端輸出小得多,，所以在不增加開(kāi)關(guān)損耗的前提下，可以使用尺寸更小的晶體管,，從而減小對(duì)輸入信號(hào)的要求,。
ＬＣ振蕩器
為了減小ron帶來(lái)的損耗，并且提高開(kāi)關(guān)速度,，通常Ｍ1和Ｍ2的寬長(zhǎng)比都會(huì)做得比較大,，這樣一來(lái)就會(huì)對(duì)輸入端信號(hào)有更高的要求。
圖2所示的功率放大器采用了模式鎖定技術(shù),，即LC振蕩器結(jié)構(gòu),，不僅進(jìn)一步降低了開(kāi)關(guān)管的尺寸，而且加快了開(kāi)關(guān)的轉(zhuǎn)換速度,。由M3,、
M4構(gòu)成的振蕩器中的交叉耦合部分，提供負(fù)阻來(lái)補(bǔ)償電感L1,、L2所引起的損耗,，并對(duì)輸入開(kāi)關(guān)管引入正反饋。這樣當(dāng)ＬＣ振蕩器工作在功率放大器的輸入頻率時(shí),，由于其輸出端在M1和M2的漏極,，會(huì)幫助輸入開(kāi)關(guān)管在盡可能短的時(shí)間完成“開(kāi)”和“關(guān)”狀態(tài)的變化，從而可以進(jìn)一步減小輸入開(kāi)關(guān)管的尺寸,。通過(guò)調(diào)節(jié)ＬＣ振蕩器參數(shù),，使得輸出端以輸入頻率發(fā)生振蕩，從而加快開(kāi)關(guān)管的開(kāi)啟和關(guān)閉速度,，達(dá)到減小開(kāi)關(guān)管寬長(zhǎng)比的目的,。
此外，相對(duì)于采用單端口輸出結(jié)構(gòu)的功率放大器,，圖2所示的交叉耦合結(jié)構(gòu)的功率放大器,，在實(shí)際應(yīng)用中會(huì)得到更低的總諧波失真（THD）。因?yàn)椴捎昧巳罘纸Y(jié)構(gòu),，在輸出端口會(huì)大幅度的削弱偶次諧波,，所以在輸出諧波中奇次諧波占主要地位。
仿真結(jié)果與分析
本電路采用0.35μm SiGe BiCMOS的工藝進(jìn)行仿真,，因?yàn)镾iGe晶體管具有較高的截止頻率,，符合工作頻率在1.8GHz的要求。此外,，它與CMOS工藝有很好的兼容性,，可以實(shí)現(xiàn)高集成度的芯片。
在Cadence上通過(guò)SpectreRF工具仿真后，得到輸出功率和附加功率效率（PAE）隨頻率變化曲線(xiàn)（如圖3所示）,。當(dāng)電源電壓為1.5V,，在1.8GHz時(shí)，PAE達(dá)到最大值45.4%,，漏極效率也達(dá)到最大值的66.2%,，此時(shí)的輸出功率為26dBm。
圖3 PAE和輸出功率隨頻率變化曲線(xiàn)
由圖4還可看出,，偶次諧波在輸出端中并不占主導(dǎo)地位,，它被大大的削弱了，相比單端口功率放大器,，該器件在諧波失真方面有較大的改善,。當(dāng)輸入頻率為1.8GHz，電源的輸出電流如圖5所示,，通過(guò)計(jì)算可以得到電源的輸出功率為595.5mW,。圖6所示為漏極電壓VD經(jīng)過(guò)調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)后保留下的基次波部分波形，由此可以計(jì)算得到負(fù)載（50Ω）上的功率為394mW,。
圖4 輸出端諧波
圖5 電源電流
圖6 輸出電壓波形