上世紀(jì)60年代開始起步的DC／DC PWM" title="PWM">PWM" style="color: blue; text-decoration: underline" title="PWM">PWM功率變換技術(shù)出現(xiàn)了很大的發(fā)展,。但由于其通常采用調(diào)頻穩(wěn)壓控制方式，使得軟開關(guān)的范圍受到限制,，且其設(shè)計(jì)復(fù)雜,，不利于輸出濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)。因此,，在上世紀(jì)80年代初,，文獻(xiàn)提出了移相控制和諧振變換器" title="變換器">變換器" style="color: blue; text-decoration: underline" title="變換器">變換器相結(jié)合的思想，開關(guān)頻率固定,，僅調(diào)節(jié)開關(guān)之間的相角,，就可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓，這樣很好地解決了單純諧振變換器調(diào)頻控制的缺點(diǎn),。本文選擇了全橋移相控制ZVS-PWM諧振電路" title="諧振電路">諧振電路" style="color: blue; text-decoration: underline" title="諧振電路">諧振電路拓?fù)?，在分析了電路原理和各工作模態(tài)的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了輸出功率為200W的DC／DC變換器,。 

　　1 電路原理和各工作模態(tài)分析

　　1．1 電路原理

　　圖1所示為移相控制全橋ZVS—PWM諧振變換器電路拓?fù)?。Vin為輸入直流電壓。Si(i=1．2．3,，4)為第i個(gè)參數(shù)相同的功率MOS開關(guān)管,。Di和Gi(i=l，2,，3,，4)為相應(yīng)的體二極管和輸出結(jié)電容，功率開關(guān)管的輸出結(jié)電容和輸出變壓器的漏電感Lr作為諧振元件,，使4個(gè)開關(guān)管依次在零電壓下導(dǎo)通,，實(shí)現(xiàn)恒頻軟開關(guān)。S1和S3構(gòu)成超前臂,，S2和S4構(gòu)成滯后臂,。為了防止橋臂直通短路，S1和S3,，S2和S4之間人為地加入了死區(qū)時(shí)間△t,，它是根據(jù)開通延時(shí)和關(guān)斷不延時(shí)原則來設(shè)置同一橋臂死區(qū)時(shí)間。S1和S4，S2和S3之間的驅(qū)動(dòng)信號(hào)存在移相角α,，通過調(diào)節(jié)α角的大小,，可調(diào)節(jié)輸出電壓的大小，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓控制,。Lf和Cf構(gòu)成倒L型低通濾波電路,。 

　　圖2為全橋零電壓開關(guān)PWM變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)4個(gè)主開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)、兩橋臂中點(diǎn)電壓VAB,、變壓器副邊電壓V0以及變壓器原邊下面對(duì)電路各工作模態(tài)進(jìn)行分析,，分析時(shí)時(shí)假設(shè)： 

　　(1)所有功率開關(guān)管均為理想，忽視正向壓降電壓和開關(guān)時(shí)時(shí)間,；

　　(2)4個(gè)開關(guān)管的輸出結(jié)電容相等,，即Ci=Cs，i=1,，2,，3，4,，Cs為常數(shù)；

　　(3)忽略變壓器繞組及線路中的寄生電阻,；

　　(4)濾波電感足夠大,。

　　1．2 各工作模態(tài)分析

　　(1)原邊電流正半周功率輸出過程。在t0之前,，Sl和S4已導(dǎo)通,，在(t0一t1)內(nèi)維持S1和S4導(dǎo)通，S2和S3截止,。電容C2和C3被輸入電源充電,。變壓器原邊電壓為Vin，功率由變壓器原邊傳送到負(fù)載,。在功率輸出過程中,，軟開關(guān)移相控制全橋電路的工作狀態(tài)和普通PWM硬開關(guān)電路相同。

　　(2)(t1一t1′)：超前臂在死區(qū)時(shí)間內(nèi)的諧振過程,。加到S1上的驅(qū)動(dòng)脈沖變?yōu)榈碗娖?，S1由導(dǎo)通變?yōu)榻刂埂ｋ娙軨1和C3迅速分別充放電,，與等效電感(Lr+n2Lf)串聯(lián)諧振,，在諧振結(jié)束前(t2之前)，使前臂中心電壓快速降低到一0．7V,，使D3立即導(dǎo)通,，為S3的零電壓導(dǎo)通作好準(zhǔn)備。

　　(3)(t1′一t3)：原邊電流止半周箝位續(xù)流過程。S3在驅(qū)動(dòng)脈沖變?yōu)楦唠娖胶髮?shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通,，由于D3已提前提供了原邊電流的左臂續(xù)流回路,，雖然兩臂中點(diǎn)電壓為零，但原邊電流仍按原方向繼續(xù)流動(dòng),，逐步衰減,。

　　(4)(t3-t4)：S4關(guān)斷后滯后臂諧振過程，t3時(shí)加到S4的驅(qū)動(dòng)脈沖電壓變?yōu)榈碗娖?，S4由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?，原邊電流失去主要通道。C4和C2開始充放電,，與諧振電感Lr串聯(lián)諧振,。D2導(dǎo)通續(xù)流，為S2的零電壓導(dǎo)通作好準(zhǔn)備,。原邊電流以最大變化率從正峰值急速下降,。

　　(5)(t4一t5)：電感儲(chǔ)能回送電網(wǎng)期。t4時(shí)刻D2已導(dǎo)通續(xù)流,，下沖的電流經(jīng)D2返回到電源EC,，補(bǔ)償了電網(wǎng)在全橋電路上的功耗。滯后臂死區(qū)時(shí)間應(yīng)該在該時(shí)間段內(nèi)結(jié)束,。原邊電流下沖到零點(diǎn),。

　　(6)(t5一t6)：原邊電流下沖過零后開始負(fù)向增大。S2和S3都已導(dǎo)通,，形成新的電流回路,，開始新的功率輸出過程。但副邊兩整流二極管正是同時(shí)導(dǎo)通和急劇變換的過程,，副邊電壓被箝位在低電平,，出現(xiàn)占空比丟失過程。因此滯后臂死區(qū)時(shí)間設(shè)計(jì)是關(guān)鍵,。

　　各時(shí)段工作模態(tài)等放電路如圖3所示,，圖3中未畫出變壓器副邊電路。 

　　2 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

　　2．1 死區(qū)時(shí)間設(shè)計(jì)

　　該變換器一個(gè)周期內(nèi)有兩個(gè)關(guān)鍵的死區(qū)時(shí)間,，這兩個(gè)死區(qū)時(shí)間的設(shè)計(jì)會(huì)影響到主開關(guān)管的電壓應(yīng)力限制和ZVS的實(shí)現(xiàn),。為了保證每個(gè)主開關(guān)管上電壓應(yīng)力為輸入電壓的一半，S1要比S3提早關(guān)斷tdeadF1,，S4要比S2提早關(guān)斷tdead2,。如果4個(gè)開關(guān)管的輸出結(jié)電容COSS1～COSS4是一樣的，從理論上講只要tdead>0就可以了,。但實(shí)際上4個(gè)開關(guān)管的輸出結(jié)電容不可能完全一致,，同時(shí)為了保證可靠,，此區(qū)時(shí)間的設(shè)置應(yīng)該滿足如下的條件：S1上的電壓到達(dá)Vin/2，也就是D1已經(jīng)導(dǎo)通,；同樣,，S4上的電壓到達(dá)Vin／2，也就是D4已經(jīng)導(dǎo)通,，雖然4個(gè)開關(guān)管的輸出結(jié)電容會(huì)有差異,，但是在用上述方法設(shè)計(jì)時(shí)，可以把COSS1～COSS4看作是器件手冊(cè)里給定的參數(shù),。假定都是COSS,，要滿足上述條件，死區(qū)時(shí)間的設(shè)計(jì)應(yīng)滿足如下不等式,。

　　S2和S4的零電壓是由激磁電感上的激磁電流在tdead2時(shí)間段對(duì)S3的結(jié)電容充電,，同時(shí)塒S2和S4的結(jié)電容放電來實(shí)現(xiàn)的。實(shí)際上,，死區(qū)時(shí)間不可能設(shè)計(jì)得很大,。在原邊電流上沖過零點(diǎn)之前，結(jié)束tdead2讓S4開通,，以實(shí)現(xiàn)主動(dòng)功率丌關(guān)管的零電壓開通,。若tdead2太長(zhǎng)，原邊電流過零反向流動(dòng)之后,，將難以實(shí)現(xiàn)零電壓開通,。因此滯后臂的ZVS條件可表示為 

　　由此可見，根據(jù)上面的設(shè)計(jì)方法,，兩個(gè)死區(qū)時(shí)間的設(shè)計(jì)表達(dá)式是相同的。 

　　由于

　　式中：n為變壓器的變比,；Lm為變壓器初級(jí)電感量,；fs為開關(guān)頻率。

　　將式(3)代入式(1)和式(2),，可以得到兩個(gè)死區(qū)時(shí)間的統(tǒng)一設(shè)計(jì)式

　　2．2 諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)

　　諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)是諧振變換器設(shè)計(jì)中非常重要的一環(huán),，該諧振參數(shù)的設(shè)汁可以按下面推薦的方法來設(shè)計(jì)。

　　首先根據(jù)變換器輸入輸出電壓來計(jì)算出變壓器的變比n,，其計(jì)算公式如下,。 

　　式中：VOmin為輸出直流電壓：VD為輸出整流二極管的通態(tài)壓降；VIf為輸出濾波電感上的直流壓降,；Dsecmax為副邊占空比,。

　　根據(jù)期望的諧振電容的最大應(yīng)力VCmax，來設(shè)計(jì)諧振電容的大小,，其計(jì)算公式如下,。 

　　式中：Tmax為最大開關(guān)周期。

　　再根據(jù)LC振蕩頻率fs來設(shè)計(jì)諧振電感Ls的大小，其計(jì)算公式如下,。 

　　Ls的選擇也涉及到很多問題,，取大些可有效地抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，降低開關(guān)損耗,；但過大義延長(zhǎng)了占空比丟失時(shí)間,，使整機(jī)的效率明顯降低。如取小些,，負(fù)載電流最大時(shí)仍能控制移相穩(wěn)定,，提高電源效率，但過小,，雖然占空比丟失最小,，但增大開關(guān)損耗，加劇了開關(guān)管的溫升,，降低了電源的可靠性,。 

　　3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　根據(jù)以上方法設(shè)計(jì)和制作了200W移相全橋諧振ZVS變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其主要參數(shù)如下：

• 　　輸入直流電壓Vin為280～550V,；
• 　　輸出直流電壓Vo為24V,；
• 　　輸出電流Io為O"8.33A；
• 　　開關(guān)頻率fs為200kHz,；
• 　　4個(gè)主開關(guān)管為IRFPG40,；
• 　　驅(qū)動(dòng)控制芯片為UC3875；
• 　　MOSFET驅(qū)動(dòng)芯片采用了MIC4420,；
• 　　輸出整流二極管為MUR3020,；
• 　　輸出濾波電感Lf為19.8μH；
• 　　輸出濾波電容Cf為1800μF,；
• 　　諧振電感Lr為28μH,。

　　圖4示出了電路的脈沖驅(qū)動(dòng)波形和主開管兩端所測(cè)脈沖波形。 

　　4 結(jié)語

　　本文在移相全橋ZVS電路" title="ZVS電路">ZVS電路" style="color: blue; text-decoration: underline" title="ZVS電路">ZVS電路拓?fù)浠A(chǔ)之上,，根據(jù)等效電路模捌,，分析了諧振電路在各時(shí)序工作模態(tài)下的電路原理。變換器的兩個(gè)死區(qū)時(shí)間也合理設(shè)計(jì)來保證開關(guān)管的開關(guān)應(yīng)力,，同時(shí)滿足各個(gè)開關(guān)管的ZVS實(shí)現(xiàn)條件,。諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)可以按推薦的方法次序來設(shè)計(jì)。

　　發(fā)展諧振技術(shù)可以提高開關(guān)頻率,、降低開關(guān)損耗,、減少開關(guān)裝置的體積和重量。因此更通用的諧振變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),、諧振元件的集成化,、諧振拄制技術(shù)將是今后發(fā)展的主要方向,。