準(zhǔn)方波諧振轉(zhuǎn)換器也稱準(zhǔn)諧振(QR)轉(zhuǎn)換器，廣泛用于電源適配器,。準(zhǔn)方波諧振的關(guān)鍵特征是金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)在漏極至源極電壓(V_DS)達(dá)到其最低值時導(dǎo)通，從而減小開關(guān)損耗及改善電磁干擾(EMI)信號,。

 準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器采用不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作時,，V_DS必須從輸入電壓(V_in)與反射電壓(V_reflect)之和降低到V_in。變壓器初級電感(L_p)與節(jié)點電容(C_lump,，即環(huán)繞MOSFET漏極節(jié)點的所有電容組合值,，包括MOSFET電容和變壓器寄生電容等)構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)，L_p與C_lump相互振蕩,，振蕩半周期以公式 計算,。

 然而，自振蕩準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器在負(fù)載下降時,，開關(guān)頻率上升,；這樣，在輕載條件下,，如果未限制開關(guān)頻率,，損耗會較高，影響電源能效,；故必須限制開關(guān)頻率,。

 限制開關(guān)頻率的方法有兩種。第一種是傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器所使用的帶頻率反走的頻率鉗位方法,，即通過頻率鉗位來限制開關(guān)頻率,。但在輕載條件下，系統(tǒng)開關(guān)頻率達(dá)到頻率鉗位限制值時,，出現(xiàn)多個處于可聽噪聲范圍的谷底跳頻,，導(dǎo)致信號不穩(wěn)定。

 為了解決這個問題,，就出現(xiàn)第二種方法,，也就是谷底鎖定，即在負(fù)載下降時,，在某個谷底保持鎖定,，直到輸出功率大幅下降,，然后改變谷底。輸出功率降低到某個值時,，進(jìn)入壓控振蕩器(VCO)模式,，參見圖1。具體而言,，反饋(FB)比較器會選定谷底,，并將信息傳遞給計數(shù)器，F(xiàn)B比較器的磁滯特性就鎖定谷底,。這種方法在系統(tǒng)負(fù)載降低時,，提供自然的開關(guān)頻率限制，不會出現(xiàn)谷底跳頻噪聲,，且不降低能效,。

圖1：谷底鎖定方法示意圖。

 最新準(zhǔn)諧振控制器NCP1379/NCP1380概覽

NCP1379和NCP1380是安森美半導(dǎo)體新推出的兩款高性能準(zhǔn)諧振電流模式控制器,，特別適合適配器應(yīng)用,。作為應(yīng)用上述第二種方法的控制器，NCP1379和NCP1380包括兩種工作模式：一為準(zhǔn)諧振電流模式,，帶谷底鎖定功能,，能消除噪聲；二為VCO模式,，用于在輕載時提升能效,。這兩款器件還提供多種保護(hù)功能，如過載保護(hù)(OPP),、軟啟動,、短路保護(hù)、過壓保護(hù),、過溫保護(hù)及輸入欠壓保護(hù),。

 就工作原理而言，在帶谷底鎖定的準(zhǔn)諧振模式,，控制器根據(jù)反饋電壓鎖定至某個谷底(最多到第4個谷底),，峰值電流根據(jù)反饋電壓來調(diào)整，提供所需的輸出功率,。這樣,，就解決了準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的谷底跳頻不穩(wěn)定問題，且與傳統(tǒng)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器相比,，提供更高的最小開關(guān)頻率及更低的最大開關(guān)頻率,，還減小變壓器尺寸。 

而在反饋電壓小于0.8 V(輸出功率減小)或小于1.4 V(輸出功率上升) 時,，控制器進(jìn)入VCO模式,，此時峰值電流固定,，為最大峰值電流的17.5%，而開關(guān)頻率可變,，由反饋環(huán)路設(shè)定,。

 在保護(hù)功能方面，這兩款器件以讀取輔助繞組電壓結(jié)合提供過零檢測(ZCD)和過載保護(hù)功能(參見圖2),，其中在MOSFET關(guān)閉期間(輔助繞組正電壓)使用ZCD功能,，而在MOSFET導(dǎo)通期間(輔助繞組負(fù)電壓)使用OPP功能，能夠根據(jù)ZCD電壓減小峰值電流,。          

圖2：NCP1379/NCP1380結(jié)合提供ZCD和OPP功能

 此外,，這兩款控制器內(nèi)置80 ms定時器，用于短路驗證,。還提供繞組短路保護(hù)功能,，以額外的電流感測(CS)比較器及縮短時間的前沿消隱(LEB)來檢測繞組短路，當(dāng)電流感測電壓(V_CS)達(dá)到電流感測電壓閾值(V_ILIM)的1.5倍后就關(guān)閉控制器,。

 值得一提的是，NCP1380提供A,、B,、C和D等不同版本，用以滿足客戶不同的保護(hù)需求,。例如,，四個版本均提供過壓保護(hù)功能，而其中NCP1380A和NCP1380B提供過溫保護(hù),，NCP1380C和NCP1380D提供輸入過壓保護(hù),；另外，NCP1380A和NCP1380C提供過流保護(hù)閂鎖,，而NCP1380B和NCP1380D提供過流保護(hù)自動恢復(fù)功能,。此外，NCP1380A和NCP1380B在同一引腳上結(jié)合了過壓保護(hù)和過溫保護(hù)功能,，而NCP1380B,、NCP1380D及NCP1379在同一引腳上結(jié)合了過壓保護(hù)和輸入欠壓保護(hù)功能，這樣就減少了外部元件需求,。

 應(yīng)用設(shè)計過程

假定我們的目標(biāo)電源規(guī)格為：輸入電壓85至265 V_rms,，輸出電壓19 V，輸出功率60 W,，最小開關(guān)頻率45 kHz(輸入電壓為100 Vdc時),，采用600 V MOSFET，230 V_rms時待機能耗低于100 mW,。這樣,，我們可將應(yīng)用設(shè)計過程分解為多個步驟,。

 1)     準(zhǔn)諧振變壓器參數(shù)計算

匝數(shù)比：  
初級峰值電流：

 初級電感：

最大占空比： 

初級均方根(RMS)電流：

次級均方根(RMS)電流：

2)     預(yù)測開關(guān)頻率

負(fù)載下降時，控制器會改變谷底,。問題在于如何才能預(yù)測負(fù)載變化時開關(guān)頻率怎樣變化,。實際上，功率增加或減小時,，控制器用以改變谷底的反饋(FB)電平也不同,，正是借此特性提供谷底鎖定。知道反饋電平閾值后,，我們就能夠計算開關(guān)頻率的變化及相應(yīng)的輸出功率,。通過手動計算或使用Mathcad電子表格，我們就可以解極出最大開關(guān)頻率,。

                                              圖3：預(yù)測開關(guān)頻率

3)     時序電容值(C_t)計算

在VCO模式下,，開關(guān)頻率由時序電容(C_t)完成充電而設(shè)定，而C_t電容的充電完成受反饋環(huán)路控制,。由準(zhǔn)諧振模式的第4個谷底向VCO模式過渡時,，輸出負(fù)載輕微下降。要計算C_t電容值,，先要計算第4個谷底工作時的開關(guān)頻率,，并可根據(jù)反饋電壓(V_FB)與時序電容電壓(V_Ct)之間的關(guān)系計算出V_Ct的值為1.83 V。然后,，根據(jù)等式C_t=I_CtT_sw,vco/1.83,，可以計算出C_t的值為226 pF。我們實際選擇的的200 pF的C_t電容,。

4)     應(yīng)用過載補償

在高線路輸入電壓(265 V_rms)時,，由于傳播延遲，我們可以計算出峰值電流為：

開關(guān)頻率為：

故高線路輸入電壓時的功率能力為：

接下來要計算所需的過載保護(hù)電壓,。

在高線路輸入電壓時,，將輸出功率限制為P_out(limit)=70 W，再根據(jù)峰值電流限制(I_pk(limit))與輸出功率限制之間的關(guān)系等式,，可以計算出I_pk(limit)=2.67 A,。

因此，可以計算出：

根據(jù)電阻分壓器的相關(guān)公式,，以及選擇下部分壓電阻(R_opl)為1 kΩ及過零檢測電阻(R_zcd)為1 kΩ,，可以計算出上部分壓電阻(R_opu)為223  kΩ。

5)     選擇啟動電阻及啟動電容

啟動電阻有兩種連接方式,，一是連接至大電容(C_bulk),，二是連接至半波電路。啟動電容的計算必須配合電源在V_CC下降V_CC(off)之前關(guān)閉環(huán)路，相應(yīng)計算出的C_Vcc為3.9 µF,，我們實際選擇的電容是4.7 µF,。需要給C_Vcc充電的電流I_Vcc為28.5 µA。

如果選擇的是連接大電容,，則啟動電阻R_startup為2.76 mΩ,，相應(yīng)的功率耗散為55 mW；如果選擇的是半波連接,，則計算得啟動電阻為880 kΩ,，相應(yīng)的功率耗散為16 mW。由此觀之,，半波連接大幅降低啟動電阻的功率耗散,。

 6)     應(yīng)用同步整流

次級端的高均方根電流會導(dǎo)致輸出二極管損耗增加。我們以極低導(dǎo)通阻抗的MOSFET MBR20H150來替代二極管,，從而提升能效及降低輕載和待機時的能耗,。

 相應(yīng)地，可以計算60 W準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的同步整流功率損耗為：體二極管損耗(P_Qdiode)為7 mW,，MOSFET損耗(P_ON)為1 W,，總同步整流總開關(guān)損耗近似為1 W。相比較而言,，使用MBR20200二極管時的總損耗為2.6 W,，即采用MOSFET來替代二極管時節(jié)省損耗約1.6 W。

 性能測試

基于安森美半導(dǎo)體NCP1380B構(gòu)建的19 V,、60 W準(zhǔn)諧振適配器的電路圖如圖4所示。在啟動時間方面,，啟動電阻連接至大電容時,，測得啟動時間為2.68 s；啟動電阻連接至半波時,，測得啟動時間為2.1 s,。

圖4：基于安森美半導(dǎo)體NCP1380準(zhǔn)諧振控制器的60 W適配器電路圖

 另外，我們也測試了這電路板在115 Vrms和230 Vrms條件下不同負(fù)載時的能效,，參見表1,。通過表1可以看出，115 Vrms時25%,、50%,、75%和100%負(fù)載條件下的平均能效高達(dá)87.9%，230 Vrms時25%,、50%,、75%和100%負(fù)載條件下的平均能效也達(dá)87.7%，超過“能源之星”2.0版外部電源工作能效要求。此外,，輕載條件下的能耗也極低,，能夠幫助節(jié)省電能。

表1：115 Vrms和230 Vrms條件下不同負(fù)載時的能效測試結(jié)果

 另外,，通過改進(jìn)電路,，還能進(jìn)一步提升能效及降低能耗。例如,，在極低輸出負(fù)載時,，可以采用特殊電路來移除TL431偏置抑制電路，從而降低持續(xù)消耗功率的啟動電阻的能耗,。另外,，在輕載時結(jié)合移除TL431和NCP4302偏置抑制電路，還可進(jìn)一步提升能效,，使典型負(fù)載條件下的平均能效增加至高于89%,，而空載條件下的能耗也大幅降低，其中115 V_rms時為62 mW,，而230 V_rms時為107 mW,。

 總結(jié)：

本文探討了準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器的基本特點、存在的問題及不同的解決方法,，介紹了基于帶谷底鎖定準(zhǔn)諧振和VCO兩種工作模式的最新準(zhǔn)諧振控制器NCP1379和NCP1380的工作原理及關(guān)鍵保護(hù)特性,，并簡要分析了其應(yīng)用設(shè)計過程。測試結(jié)果顯示,，這兩款準(zhǔn)諧振控制器能用于設(shè)計更高工作能效和極低待機能耗的準(zhǔn)諧振適配器,，滿足相關(guān)能效標(biāo)準(zhǔn)的要求。值得一提的是,，優(yōu)化電路后還能進(jìn)一步提升能效及降低能耗,，有助于滿足更嚴(yán)格能效標(biāo)準(zhǔn)要求。 

參考資料：

1,、NCP1380數(shù)據(jù)表,，www.onsemi.com/pub/Collateral/NCP1380-D.PDF，安森美半導(dǎo)體

2,、設(shè)計筆記：Designing a Quasi-Resonant Adaptor Driven by the NCP1380,，www.onsemi.com/pub/Collateral/AND8431-D.PDF，安森美半導(dǎo)體

3,、培訓(xùn)教程：Design of a QR Adapter with Improved Efficiency and Low Standby Power,，www.onsemi.cn/pub_link/Collateral/TND377-D.PDF，安森美半導(dǎo)體