許多市場對高效率同相DC-DC轉(zhuǎn)換器的需求都在不斷增長,，這些轉(zhuǎn)換器能以降壓或升壓模式工作，即可以將輸入電壓降低或提高至所需的穩(wěn)定電壓,，并且具有最低的成本和最少的元件數(shù)量,。反相SEPIC（單端初級電感轉(zhuǎn)換器）也稱為Zeta轉(zhuǎn)換器，具有許多支持此功能的特性（圖1）,。對其工作原理及利用雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877的實(shí)施方案進(jìn)行分析,，可以了解其在本應(yīng)用中的有用特性。

圖1. 反相SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

初級開關(guān)QH1和次級開關(guān)QL1反相工作,。在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi),，QH1接通，QL1斷開,。電流沿兩條路徑流動(dòng),，如圖2所示。第一條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關(guān)、能量傳輸電容(CBLK2),、輸出電感(L1B)和負(fù)載,，最終通過地流回輸入端。第二條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關(guān),、地基準(zhǔn)電感(L1A)和地流回輸入端,。

圖2. 電流流向圖；QH1閉合,，QL1斷開

在關(guān)斷期間,，開關(guān)位置剛好相反。QL1接通,，QH1斷開,。輸入電容(CIN)斷開，但電流繼續(xù)經(jīng)過電感沿兩條路徑流動(dòng),，如圖3所示,。第一條路徑是從輸出電感經(jīng)過負(fù)載、地和次級開關(guān)流回輸出電感,。第二條路徑是從地基準(zhǔn)電感經(jīng)過能量傳輸電容,、次級開關(guān)流回地基準(zhǔn)電感。

圖3. 能量傳輸圖,；QL1閉合,，QH1斷開

應(yīng)用電感伏秒平衡原理和電容電荷平衡原理，可以求得方程式1所規(guī)定的均衡直流轉(zhuǎn)換比,，其中D為轉(zhuǎn)換器的占空比（一個(gè)周期的導(dǎo)通時(shí)間部分）,。

(1)

上式表明：如果占空比大于0.5，輸出端將獲得較高的調(diào)節(jié)電壓（升壓）,；如果占空比小于0.5,，調(diào)節(jié)電壓會(huì)較低（降壓）。此外還可分析得到其它相關(guān)結(jié)果：在無損系統(tǒng)中,，能量傳輸電容(CBLK2)上的穩(wěn)態(tài)電壓等于VOUT,；流經(jīng)輸出電感(L1B)的直流電流值等于I_OUT；流經(jīng)地基準(zhǔn)電感(L1A)的直流電流值等于I_OUT × V_OUT/V_IN,。該能量傳輸電容還能提供VIN至V_OUT的隔直,。當(dāng)存在輸出短路風(fēng)險(xiǎn)時(shí)，此特性很有用,。

分析還顯示,，反相SEPIC中的輸出電流是連續(xù)的，對于給定輸出電容阻抗,，會(huì)產(chǎn)生較低的峰峰值輸出電壓紋波,。這就允許使用較小、較便宜的輸出電容；相比之下,，在非連續(xù)輸出電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中,，為了達(dá)到同樣的紋波要求，需要使用較大且昂貴的電容,。

通常,，次級開關(guān)(QL1)是一個(gè)單向功率二極管，它會(huì)限制這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的峰值效率,。然而,，利用ADI公司雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877（見附錄）的一個(gè)通道，并采用雙向MOSFET作為次級開關(guān),，可以設(shè)計(jì)一個(gè)“完全同步配置”的反相SEPIC。這樣,，峰值效率將大大提高,，同時(shí)可以降低輸出電流大于1 A的轉(zhuǎn)換器尺寸和成本。

圖4顯示完全同步反相SEPIC配置的功率級,，它利用ADP1877實(shí)現(xiàn),，只需要三個(gè)小型、廉價(jià)的額外器件（C_BLK1,、D_DRV和R_DRV）,，其功耗可以忽略不計(jì)。

圖4. 同步反相SEPIC的功率級,，利用ADP1877的通道1實(shí)現(xiàn)

反相SEPIC的理想穩(wěn)態(tài)波形如圖5所示,。通道1開關(guān)節(jié)點(diǎn)SW1（見附錄圖A）在V_IN + V_OUT （導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)）和0 V（關(guān)斷時(shí)間內(nèi)）之間切換。將電荷泵電容C_BST, 連接到SW1,，以便在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)將約為V_IN + V_OUT + 5 V的電壓施加于高端內(nèi)部驅(qū)動(dòng)器的自舉上電軌（BST1引腳）和高端驅(qū)動(dòng)器的輸出（DH1引腳）,，從而增強(qiáng)初級浮空N溝道MOSFET開關(guān)QH1。箝位二極管D_DRV, 確保穩(wěn)態(tài)輸出期間C_BLK1上的電壓約為V_OUT + V_FWD(D_DRV),，該電壓參考ADP1877的DH1引腳到QH1柵極的電壓,。在關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，當(dāng)X節(jié)點(diǎn)電壓約為–V_OUT時(shí),，C_BLK1上的電壓阻止初級開關(guān)產(chǎn)生高于其閾值的柵極-源極電壓,。

圖5. 同步反相SEPIC的理想波形（忽略死區(qū)）

ADP1877具有脈沖跳躍模式，使能時(shí),，可以降低開關(guān)速率,，只向輸出端提供足以保持輸出電壓穩(wěn)定的能量，從而提高小負(fù)載時(shí)的效率,，大大降低柵極電荷和開關(guān)損耗,。在同步反相SEPIC和同步降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中均可以使能此模式。圖4所示DC-DC轉(zhuǎn)換電路只需要雙通道ADP1877的一個(gè)通道，因此另一通道可以用于任一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),。

電感耦合和能量傳輸電容
圖4中,，功率電感L1A和L1B顯示為彼此耦合。在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中,，耦合電感的目的是減少輸出電壓和電感電流的紋波,，并且提高最大可能閉環(huán)帶寬，下一部分將對此加以說明,。

雖然這些電感互相耦合,，但并不希望耦合太緊，以至于將一個(gè)繞組的大量能量通過鐵芯傳輸至另一個(gè)繞組,。為了避免這一點(diǎn),，必須求得耦合電感的泄漏電感(L_LKG)，并選擇適當(dāng)?shù)哪芰總鬏旊娙?C_BLK2),，使得其復(fù)數(shù)阻抗的幅值為泄漏電感與單個(gè)繞組電阻(DCR)的復(fù)串聯(lián)阻抗的1/10,，如方程式2、3,、4所示,。按照這一關(guān)系設(shè)計(jì)電路，可使耦合鐵芯所傳輸?shù)哪芰拷抵磷畹?。泄漏電感可以根?jù)耦合電感數(shù)據(jù)手冊中提供的耦合系數(shù)計(jì)算,。

(2)

(3)

(4)

匝數(shù)比最好為1:1，因?yàn)閷τ诮o定水平的輸出電壓紋波,，此時(shí)各繞組只需要分立電感所需電感的一半1,。可以使用1:1以外的匝數(shù)比,，但其結(jié)果將無法用本文中的方程式準(zhǔn)確描述,。

小信號分析和環(huán)路補(bǔ)償
反相SEPIC轉(zhuǎn)換器的完整小信號分析超出了本文的范圍，不過,，如果遵照下述原則,，完整分析將更具學(xué)術(shù)意義。

首先必須計(jì)算諧振頻率(f_RES)時(shí)的許多復(fù)數(shù)阻抗交互,，以便求得目標(biāo)交越頻率的上限,。當(dāng)電感解耦時(shí)，此頻率降低,，導(dǎo)致最大可能閉環(huán)帶寬顯著降低,。

(5)

在此頻率時(shí)，可能有300°或更大的“高Q”相位遲滯,。為了避免轉(zhuǎn)換器在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)相位裕量偏小的問題,，目標(biāo)交越頻率(f_UNITY)應(yīng)為f_RES的1/10,。此諧振的阻尼主要取決于輸出負(fù)載電阻和耦合電感的直流電阻。在較小程度上,，阻尼還取決于能量傳輸電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)和功率MOSFET（QHl和QL1）的導(dǎo)通電阻,。因此，當(dāng)輸出負(fù)載電阻改變時(shí),，閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征在該頻率時(shí)發(fā)生明顯變化也不足為奇,。

耦合系數(shù)通常不是一個(gè)能夠精確控制的參數(shù)，因此應(yīng)將目標(biāo)交越頻率設(shè)置為比f_RES低10倍的值（假設(shè)f_RES小于開關(guān)頻率f_SW）,。當(dāng)f_UNITY設(shè)置適當(dāng)時(shí),，可以使用標(biāo)準(zhǔn)“II型”補(bǔ)償——兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)。

(6)

圖6顯示同步反相SEPIC降壓/升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中ADP1877反饋環(huán)路的等效電路,。上框包含功率級和電流環(huán)路,，下框包含電壓反饋環(huán)路和補(bǔ)償電路。

圖6. 同步反相SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中ADP1877具有內(nèi)部電流檢測I環(huán)路的功率級和補(bǔ)償方案

下框中的補(bǔ)償元件值可以通過下式計(jì)算：

	(7)
	(8)
	(9)

轉(zhuǎn)換器的跨導(dǎo)G_CS利用下式計(jì)算：

(10)

C_OUT 是轉(zhuǎn)換器的輸出電容,。ESR是該輸出電容的等效串聯(lián)電阻,。R_LOAD是最小輸出負(fù)載電阻。A_CS是電流檢測增益,，對于ADP1877，它可以在3 V/V至24 V/V范圍內(nèi)以離散步進(jìn)選擇,。G_m是誤差放大器的跨導(dǎo),，ADP1877為550 μs。V_REF是與誤差放大器的正輸入端相連的基準(zhǔn)電壓,，ADP1877為0.6 V,。

G_CS 是與頻率無關(guān)的增益項(xiàng)，隨增強(qiáng)后的次級開關(guān)電阻R_DS(ON)而變化,。最高交越頻率預(yù)期出現(xiàn)在此電阻和占空比D最低時(shí),。

為確保在最大輸出電流時(shí)不會(huì)達(dá)到補(bǔ)償箝位電壓，所選的電流檢測增益(A_CS)最高值應(yīng)滿足以下條件：

(11)

其中?I_L 為峰峰值電感紋波電流,。

(12)

如果斜率補(bǔ)償過多,，此處的方程式精確度將會(huì)下降：直流增益將降低，輸出濾波器將引起主極點(diǎn)的頻率位置提高,。

斜率補(bǔ)償 
對于利用ADP1877實(shí)現(xiàn)的同步反相SEPIC,，必須考慮電流模式控制器²中的次諧波振蕩現(xiàn)象。

按照下式設(shè)置R_RAMP ,，可以將采樣極點(diǎn)的品質(zhì)因素設(shè)為1,，從而防止發(fā)生次諧波振蕩³ （假設(shè) f_UNITY 設(shè)置適當(dāng)）。

(13)

值得注意的是,，隨著增強(qiáng)后的次級開關(guān)電阻R_DS(ON)降低,，采樣極點(diǎn)的Q也會(huì)下降,。如果這一因素與其它相關(guān)容差一起導(dǎo)致Q小于0.25，則應(yīng)進(jìn)行仿真,，確保在考慮容差的情況下,，轉(zhuǎn)換器不會(huì)有過多斜率補(bǔ)償，并且不是太偏向于電壓模式,。R_RAMP 的值必須使得ADP1877 RAMP引腳的電流在6 μA至200 μA范圍內(nèi),，其計(jì)算公式14如下：

(14)

功率器件應(yīng)力
從圖2和圖3的電流流向圖可以看出，功率MOSFET在接通后要承載電感電流總和,。因此,，流經(jīng)兩個(gè)開關(guān)的電流直流分量為：

(15)

如果電感的耦合比為1:1，則流經(jīng)兩個(gè)開關(guān)的電流交流分量為：

(16)

知道這些值后,，可以很快算出流經(jīng)各開關(guān)的電流均方根值,。這些值與所選MOSFET的R_DS(ON)MAX共同確保MOSFET具有熱穩(wěn)定性，同時(shí)功耗足夠低,，以滿足效率要求,。

圖7. 同步反相SEPIC的理想電流波形（忽略死區(qū)）

精確計(jì)算初級開關(guān)的開關(guān)損耗超出了本文的范圍，但應(yīng)注意,，從高阻態(tài)變?yōu)榈妥钁B(tài)時(shí),，MOSFET上的電壓擺輻約為~V_IN + V_OUT 至 ~0 V，流經(jīng)開關(guān)的電流擺輻為0 A至I_OUT[1/(1 – D)],。由于擺幅如此之高,，開關(guān)損耗可能是主要損耗，這是挑選MOSFET時(shí)應(yīng)注意的一點(diǎn),；對于MOSFET,，反向傳輸電容((C_RSS)與R_DS(ON)成反比。

初級開關(guān)和次級開關(guān)的漏極-源極擊穿電壓(BV_DSS均須大于輸入電壓與輸出電壓之和（見圖5）,。

峰峰值輸出電壓紋波(?V_RIPPLE)可通過下式近似計(jì)算：

(17)

流經(jīng)輸出電容的電流均方根值 (I rms C_OUT) 為：

(18)

方程式12所表示的峰峰值電感電流(?I_L)取決于輸入電壓,，因此必須確保當(dāng)此參數(shù)改變時(shí)，輸出電壓紋波不會(huì)超過規(guī)定值,，并且流經(jīng)輸出電容的均方根電流不會(huì)超過其額定值,。

對于利用ADP1877實(shí)現(xiàn)的同步反向SEPIC，輸入電壓與輸出電壓之和不得超過14.5 V,，因?yàn)殡姾杀秒娙菖c開關(guān)節(jié)點(diǎn)相連,，當(dāng)初級開關(guān)接通時(shí)，其電壓達(dá)到V_IN + V_OUT,。

實(shí)驗(yàn)室結(jié)果
圖8顯示5 V輸出,、3 V和5.5 V輸入時(shí)同步反向SEPIC的功效與負(fù)載電流的關(guān)系。對于需要在3.3 V和5.0 V輸入軌之間切換的應(yīng)用,，或者當(dāng)實(shí)時(shí)調(diào)整輸入電壓以優(yōu)化系統(tǒng)效率時(shí),，這是常見情況,。采用1 A至2 A負(fù)載時(shí)，無論輸入電壓高于或低于輸出電壓,，轉(zhuǎn)換器的效率均超過90%,。

圖8. 效率與負(fù)載電流的關(guān)系

與圖8相關(guān)的功率器件材料清單見表1，其中僅采用常見的現(xiàn)成器件,。一項(xiàng)具可比性的異步設(shè)計(jì)采用一個(gè)具有低正向壓降的業(yè)界領(lǐng)先肖特基二極管代替QL1,，在以上兩種輸入電壓下，其滿載時(shí)的效率低近10%,。此外,，異步設(shè)計(jì)尺寸更大、成本更高,，而且可能需要昂貴的散熱器,。

表1. 功率器件

結(jié)束語 
許多市場對輸出電壓高于或低于輸入電壓（升壓/降壓）的高效率同相轉(zhuǎn)換器的需求都在不斷增長。ADI公司的雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877允許用低損耗MOSFET代替常用于功率級的高損耗功率二極管,，從而提高效率,，降低成本，縮小電路尺寸,，使系統(tǒng)達(dá)到苛刻的能耗要求,。只要遵循幾項(xiàng)原則就能快速算出可靠補(bǔ)償所需的元件值，并且利用常見的現(xiàn)成器件便可實(shí)現(xiàn)高效率,。

參考文獻(xiàn)
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²Erickson, Robert and Dragan Maksimovi?. Fundamentals of Power Electronics. Chapter 12, Section 1. Norwell, MA: Kluwer Academic Publishers. 2001.

³Ridley, Raymond. "A New Small-Signal Model for Current-Mode Control." PhD Dissertation, Virginia Polytechnic Institute and State University. November 1990.

附錄
ADP1877是一款Flex-Mode^TM（ADI公司專有架構(gòu)）雙通道開關(guān)控制器,，如圖A所示，其集成驅(qū)動(dòng)器可驅(qū)動(dòng)N溝道同步功率MOSFET,。兩路PWM輸出相移180°，可降低輸入均方根電流,，從而使所需的輸入電容最小,。

圖A. ADP1877示意框圖。僅顯示通道1,；通道2與之完全相同,，帶后綴2

ADP1877內(nèi)置升壓二極管，因而整體元件數(shù)量和系統(tǒng)成本得以減少,。在小負(fù)載時(shí),，可以將它設(shè)置為高效率脈沖跳躍工作模式，也可以是PWM連續(xù)傳導(dǎo)工作模式,。

ADP1877內(nèi)置外部可調(diào)軟啟動(dòng)功能,、輸出過壓保護(hù)、外部可調(diào)電流限制,、電源良好指示,，并提供200 kHz至1.5 MHz的可編程振蕩器頻率,。工作溫度范圍為–40°C至+85°C時(shí)，輸出電壓精度為±0.85%,；工作溫度范圍為–40°C至+125°C結(jié)溫范圍時(shí),，輸出電壓精度為±1.5%。其工作電源電壓為2.75 V至14.5 V,，采用32引腳,、5 mm × 5 mm LFCSP封裝。