摘  要： 在深入研究移動DTV國家標準的基礎上,，對調(diào)制系統(tǒng)進行了設計規(guī)劃，并對信道調(diào)制的星座映射,、系統(tǒng)信息插入,、幀體數(shù)據(jù)處理、PN序列插入的幀形成模塊和成形濾波模塊進行了設計與仿真,，驗證了其在公交站牌系統(tǒng)上的正確性,。
關鍵詞： 移動DTV；TDS-OFDM,；IFFT,；FPGA

1 星座映射的設計與實現(xiàn)
　　基于FPGA的星座映射模塊設計接口定義如下：
 　   clk_bitx2：系統(tǒng)比特時鐘2倍周期的輸入時鐘；
　　QAM_para：控制模塊的參數(shù)信號,；
　　constellation：星座映射模式,；
　　data_in_en：輸入數(shù)據(jù)有效信號；
　　data_v_in：輸入數(shù)據(jù),，數(shù)據(jù)寬度為6位,；
　　data_I：輸出I路數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)寬度為16位,；
　　data_Q：輸出Q路數(shù)據(jù),，數(shù)據(jù)寬度為16位；
　　data_out_en：輸出數(shù)據(jù)有效信號,。
　　在Windows XP和Quartus DE2的軟件環(huán)境下,，在Altera公司的DE2平臺的FPGA上綜合之后，其消耗資源情況如下：占用了90個觸發(fā)器,，138個四輸入查找表,，69個Slices，占用1個片內(nèi)存儲塊Block RAM,，不到總量的1%,。
2 系統(tǒng)信息插入的設計與實現(xiàn)
2.1 系統(tǒng)信息
　　本系統(tǒng)中預設了64種不同的系統(tǒng)信息模式，并采用擴頻技術傳輸。這64種系統(tǒng)信息在擴頻前可以用6個信息位（s5s4s3s2s1s0）來表示,，其中s5為MSB,，定義如下：s3s2s1s0：編碼調(diào)制模式;s4：交織信息；s5：保留[1],。
　　該6 bit擴頻前的系統(tǒng)信息將采用擴頻技術擴為32 bit長的系統(tǒng)信息矢量,，即用長度為32 bit的Walsh序列和長度為32 bit的隨機序列來映射保護[2]。國家標準中已經(jīng)給出了擴頻后的64個32 bit的系統(tǒng)信息矢量,，將這32 bit采用I,、Q相同的4QAM調(diào)制映射成為32個復符號，再加上4個幀體模式符號[3],，得到了36個系統(tǒng)信息符號,。在本設計中幀體模式C=3 780，“1111”4個bit也采用I,、Q相同的4QAM映射為4個復符號,，由于這種映射模式是2位到2位的映射，所以把它擴展為8 bit的符號,，用補碼表示。映射后的4個幀體模式指示符號在前,，32個調(diào)制和碼率等模式指示符號在后,。該36個系統(tǒng)信息符號通過復用模塊與信道編碼后的數(shù)據(jù)符號復合成幀體數(shù)據(jù)[4]。
2.2 系統(tǒng)信息插入的實現(xiàn)
　　系統(tǒng)信息插入模塊的端口定義[5]為：
　　tps_in[5：0]：輸入的系統(tǒng)信息位為6 bit并行數(shù)據(jù),；
　　data_Qed：輸入數(shù)據(jù),，經(jīng)過QAM映射后的32位幀體數(shù)據(jù)，高16位為實部,，低16位為虛部,；
　　data_valid_in：輸入數(shù)據(jù)有效信號；
　　clk：模塊工作時鐘,，也是數(shù)據(jù)輸入時鐘,；
　　rst：復位信號，低電平有效,，等于0時可以復位控制模塊的寄存器值,；
　　dout_start：輸出3 780個連續(xù)數(shù)據(jù)的起始脈沖信號，持續(xù)1個時鐘周期,；
　　dout_en：輸出3 780個連續(xù)數(shù)據(jù)的有效使能信號,；
　　dout：輸出數(shù)據(jù)，高16位為實部,，低16位為虛部,； 系統(tǒng)信息插入模塊[6]仿真波形圖如圖1所示。

　　在Windows XP和Quartus DE2的軟件環(huán)境下，在Altera公司的DE2平臺的FPGA上綜合之后,，其消耗資源情況如下：占用了115個Slices,，187個觸發(fā)器，208個四輸入查找表,，占用片內(nèi)Block RAM資源在6%以下,。
　　本文設計的是幀頭模式1，長度為420,，為OFDM幀體長的1/9,。前同步緩沖的長度取82，后同步緩沖的長度取83[7],。
　　PN幀頭數(shù)據(jù)插入[8]模塊的結構定義如下：
　　clk：模塊工作時鐘,，是系統(tǒng)的符號時鐘；
　　data_in：32位的輸入數(shù)據(jù),，數(shù)據(jù)的高16位為實部,，低16位為虛部；
　　data_in_en：輸入有效數(shù)據(jù)使能信號,，高電平有效,；
　　data_in_start：輸入有效數(shù)據(jù)起始信號，高電平有效,；
　　PN_mode：插入PN序列的模式指示信號,；
　　dout_start：輸出有效數(shù)據(jù)起始信號，高電平有效,；
　　dout_en：輸出有效數(shù)據(jù)使能信號,，高電平有效；
　　dout：32位輸出數(shù)據(jù),，數(shù)據(jù)的高16位為數(shù)據(jù)實部,，低16位為數(shù)據(jù)虛部[9]。
　　PN幀頭數(shù)據(jù)插入模塊主要完成OFDM調(diào)制的3 780個數(shù)據(jù)和PN幀頭的數(shù)據(jù)拼接,。具體實現(xiàn)時,，輸入的3 780個數(shù)據(jù)首先緩存在RAM中，當所需要的PN頭數(shù)據(jù)產(chǎn)生完以后,，啟動讀RAM操作,，把緩存數(shù)據(jù)輸出。PN幀頭數(shù)據(jù)插入模塊硬件實現(xiàn)結構框圖[10]如圖2所示,。在Windows XP和Quartus DE2的軟件環(huán)境下,，在Altera公司的DE2平臺的FPGA上綜合之后，其消耗資源情況如下：占用了145個Slices,，207個觸發(fā)器,，273個四輸入查找表,，占用片內(nèi)Block RAM資源在6%以下。

3  幀體數(shù)據(jù)處理的設計
3.1  傅里葉變換在OFDM系統(tǒng)中的應用[11]
      設一個時間信號s(t)的抽樣函數(shù)為s(k),，其中k=0,，1，2,，…,，N-1，則s(k)的離散傅里葉變換（DFT）為：
　　
　　 對上式中S(t)進行抽樣,，抽樣間隔為T,，假定在一個碼元周期內(nèi)T內(nèi)含有N個抽樣值。由于OFDM信號的產(chǎn)生首先在基帶上實現(xiàn),，之后通過上變頻產(chǎn)生輸出信號,，因此基帶處理時可令上式簡化為[13]：
　　 

　　由此可知，OFDM系統(tǒng)的調(diào)制可以由IDFT來實現(xiàn),。同理,，它的解調(diào)可以用離散傅里葉變換實現(xiàn)，大大簡化了系統(tǒng)實現(xiàn)的復雜度,。
 　　下面討論如何用DFT來實現(xiàn)IDFT,。令X(k)是N點離散系列x(n)的DFT，于是有下面2式成立：
       

　　把X(k)看作OFDM調(diào)制系統(tǒng)的輸入信號,，則它的IDFT就是系統(tǒng)調(diào)制后的輸出,，所以可以通過正向的傅里葉變換來實現(xiàn)IDFT，可分3個步驟來實現(xiàn)[14]：(1)將長度為N的輸入數(shù)據(jù)取共軛,；(2)對N點數(shù)據(jù)做正向傅里葉變換；(3)把得到的結果求共軛,，再乘以系數(shù)1/N,。若要完成N點傅里葉變換，需要N×N次復數(shù)乘法和N(N-1)次復數(shù)加法,。N值較大時,，計算量會相當驚人，可能會因為計算量過大,，占用系統(tǒng)大部分的資源并造成較長的延時,，最終導致系統(tǒng)無法實時。
3.2 3 780點快速傅里葉變換算法
3.2.1 算法概述
　　目前,，關于FFT的算法主要有基于基-2和基-4[15]兩種,，從軟件仿真到硬件實現(xiàn)已有多種成熟的算法。圖3所示為3 780點FFT算法程序流程圖,。

　　 將輸入的3 780個復數(shù)數(shù)據(jù)進行串轉并,，進行下標映射,，從原始數(shù)據(jù)中以60為間隔抽取數(shù)據(jù)，組成了60組63個數(shù)1組的新序列,，用63點的素因子算法作FFT運算,，再進行第1次素因子算法的整序，然后將3 780個數(shù)據(jù)乘以相應的旋轉因子,，做60點的素因子算法,，進行第2次由于素因子分解所需的整序，最后進行因混合基分解算法所需要的整序[16],。
　　利用Matlab自帶的函數(shù),，輸入采用了2.4 Hz和3.5 Hz的正弦信號，將最終得到的仿真圖和Matlab自帶的函數(shù)計算比較,，可以驗證本設計的正確性,。
3.2.2 算法實現(xiàn)
　　3 780點FFT算法實現(xiàn)模塊的端口定義如下：
　　clk：系統(tǒng)的符號時鐘；
　　clk_working：工作時鐘,，也是系統(tǒng)比特時鐘,；
　　reset：系統(tǒng)復位信號，低電平有效,，完成系統(tǒng)初始化和復位,；
　　data_in_I、data_in_R：輸入數(shù)據(jù)的實部,、虛部,，16位位寬；
　　data_in_valid：輸入數(shù)據(jù)有效起始信號,，高電平有效,，持續(xù)1個輸入時鐘周期，表示從下一個時鐘沿開始為3 780個有效數(shù)據(jù)輸入,；
　　dout_start：輸出有效數(shù)據(jù)起始信號,，高電平有效，持續(xù)期為1個輸出時鐘周期,，表示下一個時鐘開始的3 780個數(shù)據(jù)為輸出有效數(shù)據(jù),；
　　dout_valid：輸出數(shù)據(jù)有效使能信號，高電平有效[18],；
　　dout_R,、dout_I：輸出復數(shù)數(shù)據(jù)的實部、虛部,，16位位寬,。
　　3 780點FFT模塊的硬件實現(xiàn)如圖4所示。clk_work-ing是系統(tǒng)的比特時鐘,，每個上升時鐘沿到來,，串行數(shù)據(jù)讀寫1次,，小N點WFTA模塊內(nèi)部移位計算1次。為了解決由于雙口RAM讀或寫的跳躍性[19],，Winograd小N DFT算法是整個3 780點FFT實現(xiàn)的基礎,，3 780點FFT被分解成幾個小點的DFT，最終通過Winograd小N DFT算法來實現(xiàn)的,。

　　經(jīng)過Matlab工具驗證算法設計的正確性之后,，在Quartus DE2軟件環(huán)境下編寫了Verilog HDL代碼，并進行硬件仿真,。輸入data_in_I和data_in_R為2路16位寬的隨機數(shù),，關鍵數(shù)據(jù)的仿真波形如圖5所示?？梢钥闯?，存儲器的讀寫控制完全達到了預期設計效果。把輸出數(shù)據(jù)導入Matlab進行分析,，當輸出數(shù)據(jù)為16 bit時,，模塊的信噪比達到了56.8 dB，完全符合標準45 dB～60 dB的要求,。對信噪比有更高要求的應用場合,，可以采用擴展位寬來設計。要完成IFFT運算,，根據(jù)兩者之間的關系,，只需對該模塊的輸入和輸出分別取共軛，就可以完成整體數(shù)據(jù)處理模塊的功能,。

　　理論上分析本設計的實數(shù)乘法和加法數(shù)量已逼近4 096點FFT,，但是在FPGA具體實現(xiàn)時，小N點的WFTA運算消耗了較多的邏輯單元,，與4 096點FFT采用蝶形運算單元完成相比較,，前者消耗的邏輯單元較4 096點FFT多出不少。整個仿真在Windows XP和Quartus DE2的軟件環(huán)境下,，在Altera公司的DE2平臺的FPGA上綜合之后消耗資源情況比較如表1所示,。

　　本設計沒有涉及交織模塊的編寫,，但完成了一個相對完整的DMB-T的調(diào)制系統(tǒng),，其中3 780個子載波的TDS-OFDM調(diào)制是移動DTV系統(tǒng)的核心模塊。利用FFT在OFDM中的應用以及實現(xiàn),，針對移動DTV系統(tǒng)中特有的3 780點IFFT,，綜合利用了Cooley-Tukey算法、Winograd算法,、素因子算法3種算法各自的特點,，考慮了算法的復雜度,、運算的速度、資源的消耗,。本設計采用了一種新的算法,，通過了Matlab驗證和基于FPGA的仿真。本設計采用了Winograd小N DFT算法的硬件實現(xiàn),，通過16次迭代的方法完成了公交車站牌系統(tǒng)的移動DTV的核心模塊仿真設計,。
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