中心議題：
解決方案：
- 建立MOSFET功耗模型
- SR MOSFET關(guān)斷性能分析
80 PLUS® 計劃的推行,，要求將開關(guān)電源" title="開關(guān)電源">開關(guān)電源（SMPS）的系統(tǒng)總體能效提高至90%。隔離式電源轉(zhuǎn)換器的次級整流產(chǎn)生的嚴重的二極管正向損耗是主要的損耗,。因此,，只有利用同步整流" title="同步整流">同步整流（SR），才可能達到如此高的能效水平,。要實現(xiàn)理想的開關(guān)性能,，必須充分理解SR MOSFET的功耗產(chǎn)生機制。本文分析了SR MOSFET的關(guān)斷過程,，并且提出了一個用于計算功耗以優(yōu)化系統(tǒng)能效的簡單模型,。
1. 導(dǎo)言
隨便看一個開關(guān)電源，你都可以在電源轉(zhuǎn)換器的二次側(cè)發(fā)現(xiàn)一個整流級,。整流級的任務(wù)是對經(jīng)由變壓器從SMPS的一次側(cè)轉(zhuǎn)移至二次側(cè)的方波電源信號進行整流,。SMPS通常利用功率二極管來實現(xiàn)整流（請參見圖1）,。但是，功率二極管具有0.5 V乃至更高的正向壓降,，并且會產(chǎn)生較高輸出電流,，因此會造成嚴重的導(dǎo)通損耗，從而大大影響整個電源轉(zhuǎn)換器的能效,。為了最大限度地降低這些整流損耗,，可以利用最新功率MOSFET來代替二極管。最新的功率MOSFET能夠大幅降低導(dǎo)通損耗,，特別是在輸出電流較高的情況下,。在考慮低負載效率時，關(guān)注的焦點不是導(dǎo)通損耗,，而是開關(guān)損耗,。因為相比于二極管，MOSFET的開關(guān)損耗高得多,。對系統(tǒng)能效的其他重要影響來自柵極驅(qū)動和旨在遏制關(guān)斷過程中的過電壓尖峰的緩沖網(wǎng)絡(luò),。這是一個十分復(fù)雜的系統(tǒng)，因此,，必須深刻理解所有參數(shù)相互之間的關(guān)系,，才能優(yōu)化系統(tǒng)能效。
圖1. 同步整流與二極管整流之比較
2. SR MOSFET關(guān)斷性能分析
為便于理解SR開關(guān)的關(guān)斷過程,，圖2所示為幾個最重要的波形的示意圖,。
圖2. SR MOSFET的關(guān)斷性能（按不同開關(guān)點分段）
分析首先從開關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)開始：此時，柵極電壓很高,，漏源電壓幾乎為零,，電流從源極流向漏極。在點1時,，柵極被關(guān)斷,。在UDS波形中，這表現(xiàn)為柵極電容CG放電產(chǎn)生的負電壓驟降很小,。此放電會在MOSFET的源極連接處產(chǎn)生具有大的電流變化（di/dt）的電流峰值,。在感應(yīng)作用下，源極的這種電感會引起UDS波形發(fā)生壓降,。
等式1
點2時,，MOSFET通道關(guān)斷，然而,，在輸出扼流圈的驅(qū)動下,，電流不得不繼續(xù)流動。這迫使電流轉(zhuǎn)而流向MOSFET的體二極管，使得開關(guān)發(fā)生負電壓降UD,。在圖2中,，這段時間被標記為tD。在點3開啟一次側(cè)之后,，電流不得不下降,。如果一次側(cè)MOSFET的開啟速度很快，那么,，二次側(cè)的環(huán)路電感將限制電流換向,，從而形成恒定的di/dt。在這個階段（tramp）,，漏源電壓波形會出現(xiàn)一個MOSFET的源極電感造成的電壓降,，并且受負di/dt的影響，漏源電壓現(xiàn)在也轉(zhuǎn)為正向,。當電流穿過零位線（點4）后,，電流不再流經(jīng)體二極管。因此,，二極管上的正向壓降也變?yōu)榱?，?dǎo)致UDS波形再次發(fā)生一個值為體二極管正向壓降UD的正向壓降。穿過零位線后,，電流以不變的di/dt保持流動,。不過，現(xiàn)在電流的方向為負,，正在將體二極管的反向恢復(fù)電荷Qrr*移走,，并對MOSFET的輸出電容Coss充電。在這種情況下,，Qrr*僅被視為MOSFET體二極管的反向恢復(fù)電荷,，而數(shù)據(jù)手冊中的Qrr則是按照JEDEC標準測得的，因此,，除體二極管Qrr*之外，還包含部分MOSFET輸出電荷Qoss（詳細情況請參見第4節(jié)）,。在對Coss充電的同時,，MOSFET的電壓也開始朝著變壓器電壓升高。點5時,，達到最高反向電流Irev_peak,，也就是說，經(jīng)過充電現(xiàn)在Coss已經(jīng)達到變壓器電壓,。在理想狀況下,，這個系統(tǒng)現(xiàn)在應(yīng)當處于穩(wěn)定狀態(tài)，但是，系統(tǒng)中仍然存在如下電量：
等式2
現(xiàn)在,，這種感應(yīng)電量將觸發(fā)LC振蕩電路,，并迫使雜散電感Lstray中存儲的電量被轉(zhuǎn)移至MOSFET的輸出電容，從而產(chǎn)生關(guān)斷時的過電壓尖峰,。LC電路的性能取決于變壓器的電感,、布局、封裝和MOSFET Coss,，如圖3所示,。
圖3. 電流倍增器SR中的LC關(guān)斷振蕩電路
LC電路的振蕩頻率為
等式3
并且，環(huán)路的寄生電阻會抑制振蕩（Coss = MOSFET的輸出電容,， Lstray = Lsource + Ldrain + LPCB + Ltransformer）,。僅當二次側(cè)的環(huán)路電感限制了電流換向時，此處討論的波形形狀才有效,。這就意味著,，限制di/dt的不是一次側(cè)MOSFET的開啟速度，而是電源的二次側(cè)的雜散電感,。
3. 建立MOSFET功耗模型
在設(shè)計基于SR的高能效電源時,，必須準確地知道SR MOSFET中的功耗源自何處。下面,，按照理想的MOSFET開關(guān)性能,，確定了功耗的所有重要來源。
導(dǎo)通損耗取決于MOSFET的RDS(on),，可通過如下公式計算得到：
等式4
這里,，IRMS是流經(jīng)MOSFET的電流，而不是轉(zhuǎn)換器的輸出電流,。
為確保兩個SR MOSFET之間的互鎖,，以避免出現(xiàn)直通電流，必須實現(xiàn)一定的死區(qū)時間,。因此,，在開啟一次側(cè)之前，必須關(guān)斷相應(yīng)的MOSFET,。這將導(dǎo)致電流從MOSFET溝道,，轉(zhuǎn)而流向MOSFET體二極管，而這又會使漏源極電壓發(fā)生負電壓降（圖1）,。這段時間被稱為體二極管導(dǎo)通時間tD,。利用下列參數(shù)，即可算出二極管功耗：體二極管的正向壓降UD,、從源極流向漏極的體二極管電流ISD,、體二極管導(dǎo)通時間tD和電源轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率fsw：
等式5
SR MOSFET的柵極驅(qū)動損耗取決于柵極電荷Qg、柵極驅(qū)動電壓Ug和開關(guān)頻率fsw：
等式6
這些損耗是由MOSFET的柵極電荷造成的，而柵極電荷則消散在柵極晶體管和柵極驅(qū)動器中,。
SR MOSFET關(guān)斷過程中,，輸出電荷Qoss和反向恢復(fù)電荷Qrr*也會產(chǎn)生損耗。其計算公式可從SR MOSFET關(guān)斷性能的簡化模型（圖4）推導(dǎo)得到,。
圖4. SR MOSFET關(guān)斷的簡化模型
通過對電流波形的三角形形狀和MOSFET的恒定輸出電容的粗略估算,，可以計算出MOSFET關(guān)斷過程產(chǎn)生的電量。如果電流換向受到電感的限制（大多數(shù)應(yīng)用都是這樣）,，則可假定電流波形為三角形形狀,。要計算在特定變壓器電壓UT條件下，MOSFET的等效恒定電容Cconst,，必須知道時變非線性輸出電容coss(t)：
等式7
要計算MOSFET關(guān)斷過程中的開關(guān)損耗,，必須首先確定反向電流峰值Irev_peak：
等式8
根據(jù)變壓器電壓和電流變換環(huán)路中的電感，可以計算出di/dt：
等式9
現(xiàn)在,，可以計算出開關(guān)電荷Qsw=Qoss+Qrr*：
等式10
由此推導(dǎo),，可以計算出開關(guān)感應(yīng)電量：
等式11
達到電流峰值tIpeak時，雜散電感中會儲存感應(yīng)電量,，Coss中也會儲存電容電量,。因此，可以進行電量比較：
等式12
然后,，這些電量將被轉(zhuǎn)移至MOSFET的輸出電容（圖4）,，并在此產(chǎn)生過電壓尖峰，繼而,，這些電量將被LC振蕩電路的電阻部分消耗（圖1,，點6）。于是,，可以得出關(guān)斷過程中的功耗：
等式13
計算的準確性取決于MOSFET的開關(guān)性能,。必須確保不會發(fā)生諸如動態(tài)開啟或雪崩等二次效應(yīng)。此外,，硬開關(guān)拓撲可實現(xiàn)最佳結(jié)果,。任何諧振軟開關(guān)拓撲均可能導(dǎo)致偏差。在這種情況下,，可以對MOSFET進行優(yōu)化以獲得較低RDS(on),，因為可以回收利用開關(guān)過程產(chǎn)生的部分電量。
4. 體二極管的反向恢復(fù)電荷
對于優(yōu)化能效,，MOSFET內(nèi)部的體二極管具有關(guān)鍵作用。在每個開關(guān)循環(huán)中,，在MOSFET被關(guān)斷之前,，體二極管通常會通電，反向恢復(fù)電荷Qrr*也由此積聚起來。在第3節(jié)中已經(jīng)提到,，數(shù)據(jù)手冊中所載Qrr與實際Qrr*有所出入,。數(shù)據(jù)手冊中的值是按di/dt為100 A/μs測得的，二極管被施以最高漏極電流,，并且MOSFET關(guān)斷前的導(dǎo)通時間長達500 μs左右甚至更長,。因此，所測得的值是盡可能最高的Qrr*,。此外,，JEDEC標準所規(guī)定的測定方法不僅包含了Qrr*，而且包含MOSFET的部分輸出電荷,，因而得到的總值很高,，與實際值不相符。需要強調(diào)的是,，雖然在實際應(yīng)用中,，di/dt可能高達1000 A/μs，并且di/dt越高,，Qrr*也越高,。但是，Qrr*主要取決于電流和二極管導(dǎo)通時間,。由于在實際應(yīng)用中,，電流僅為最高漏極電流的一半甚或更低，并且二極管導(dǎo)通時間僅為50 ns至150 ns,，因此實際Qrr*值比數(shù)據(jù)手冊中的值低得多,。
圖 5. Qrr*與體二極管充電時間的關(guān)系
如圖5所示，MOSFET柵極定時對實際有效的Qrr*值有很大的影響,。在MOSFET關(guān)斷之前,，體二極管通電的時間越長，所積聚的反向恢復(fù)電荷就越多,。這會降低效率,，并且導(dǎo)致更高的關(guān)斷時過電壓尖峰。以圖5中所示的第2個解決方案為例,。在體二極管導(dǎo)通時間僅為20 ns至140 ns的理想狀況下,，功耗增加0.5W左右（變壓器電壓= 40 V，開關(guān)頻率= 125 kHz）,，這個功耗會對效率造成顯著影響,，特別是在低負載條件下。取決于MOSFET技術(shù)和體二極管導(dǎo)通時間,，Qrr*的影響往往是次要的,，因為通常輸出電容才是主要的影響因素,。另外，數(shù)據(jù)手冊中未提供與應(yīng)用有關(guān)的Qrr值,。
5. 優(yōu)化SR MOSFET以提高效率
要優(yōu)化SR MOSFET以提高效率,，必須在開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗之間找到最佳平衡點。在輕負載條件下,，RDS(on)導(dǎo)通損耗的影響微乎其微,，因為只有少量電流流經(jīng)MOSFET。在這種情況下,，在整個負載范圍內(nèi)基本保持不變的開關(guān)損耗是主要損耗,。但是，當輸出電流較高時,，導(dǎo)通損耗則成為最主要的損耗,，其占總功耗的比例也最高，請參見圖6,。
圖6. 不同輸出電流條件下的功耗分布（IPP028N08N3 G,；fsw = 125 kHz、UT = 40 V）
在選擇最適當?shù)腗OSFET時,，必須特別注意RDS(on)值的范圍,，如圖7所示。當RDS(on)超出最優(yōu)值時（更高RDS(on)）,，總功耗將線性增加,。而當RDS(on) 降至低于最優(yōu)值時，總功耗也會急劇上升,。此外,，在圖7中可以看出，可實現(xiàn)最低功耗的RDS(on)值范圍相當寬,。
圖7. 功耗與RDS(on)值的關(guān)系（OptiMOS™3 80 V解決方案,；VT = 40 V，fsw = 150 kHz,，IMOSFET = 20 A,，Vgate = 10 V）
當RDS(on)在1毫歐姆至3毫歐姆范圍內(nèi)時，總功耗始終大致相同,。但是,，在1毫歐姆以下，RDS(on)僅下降0.5毫歐姆,，便會令總功耗提高一倍,，從而嚴重降低電源轉(zhuǎn)換器的效率。
圖8表明了在實際應(yīng)用中,，不同MOSFET RDS(on) 值范圍的影響,。圖中所示為在服務(wù)器電源中分別測得的IPP028N08N3 G和IPP057N08N3 G的值,。
圖8. 服務(wù)器電源中兩個SR MOSFET RDS(on) 值范圍的實測效率比較
在輕負載條件下，RDS(on) 值較高的MOSFET的效率也更高,。這個MOSFET具有較低的輸出電容和較低的柵極電荷，因而其開關(guān)損耗也更低,。另一方面,，隨著輸出電流的提高，其效率將逐漸降低,，反而RDS(on) 值較低的MOSFET的性能更好,。要在整個輸出電流范圍內(nèi)實現(xiàn)最優(yōu)效率，必須均衡考慮選擇最優(yōu)SR MOSFET,。
6. 結(jié)束語
本文介紹了一個用于分析開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器同步整流級的功耗的方法,。我們開發(fā)了一個簡單的分析模型，以用于計算開關(guān)損耗,。借助這些工具,，開發(fā)基于同步整流的開關(guān)電源的開發(fā)人員，可以更有效地選擇最優(yōu)拓撲和MOSFET,，可以大致計算SR功耗,，能加快設(shè)計過程，提高系統(tǒng)能效,。