圖1:導(dǎo)通損耗與二極管類型和電流軟開關(guān)法對(duì)比
為降低PN二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導(dǎo)體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術(shù)的高壓肖特基二極管,。盡管半導(dǎo)體廠商付出努力,，但是仍然不能消除在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū)，如圖1.2所示的,。與PN二極管不同,，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率，而二極管的反向恢復(fù)電流沒有提高,。因此,，開關(guān)時(shí)間變小，導(dǎo)通功率損耗也隨著變小,，但是不能徹底消失,。今天，為遵守EMI電磁干擾防護(hù)標(biāo)準(zhǔn)，在功率因數(shù)校正器設(shè)計(jì)內(nèi),，碳化硅二極管導(dǎo)通dI/dt最大值約1000 A/µs,，而傳統(tǒng)的PN二極管的dI/dt值為 300 A/µs。
1.2.軟導(dǎo)通法
另一種降低導(dǎo)通損耗的方法是使用一個(gè)軟開關(guān)法,，增加一個(gè)小線圈L來控制dI/dt斜率,。該解決方案消除了在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流/電流交叉區(qū)和PN二極管反向恢復(fù)電流效應(yīng)，如圖1.3所示,。電流軟開關(guān)解決方案不是新技術(shù),，但是必須達(dá)到相關(guān)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)：
1.在每個(gè)開關(guān)周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）,。
2.無損恢復(fù)線圈貯存的感應(yīng)能量,。
3.抑制半導(dǎo)體器件上的任何過壓和過流應(yīng)力。
4.當(dāng)增加任何器件時(shí)保持成本不增加,。
5.保持相似的功率密度,。
很多電路都可以分為兩大類：有源恢復(fù)電路和無源恢復(fù)電路。
1.3.有源恢復(fù)電路
在有源恢復(fù)電路中,，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路[3]是設(shè)計(jì)人員非常熟悉的電路,，如圖2所示。 這種電路可以根除導(dǎo)通功率損耗和關(guān)斷功率損耗,。
圖2: ZVT：有源恢復(fù)電路
從理論上講,，因?yàn)樗械拈_關(guān)損耗都被消除，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)是功率因數(shù)校正（PFC）應(yīng)用最理想的拓?fù)?。此外,，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作,。然而,，在實(shí)際應(yīng)用中，升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流對(duì)零壓轉(zhuǎn)換電路的影響非常明顯,，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制,。因?yàn)樾【€圈L上的重置電流，D2 的反向恢復(fù)電流包含高應(yīng)力電壓和寄生阻尼振蕩,。最后,，PN二極管的動(dòng)態(tài)特性影響零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路的總體能效，因?yàn)檫@個(gè)晶體管的導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)該增加,，而且為降低半導(dǎo)體器件遭受的電應(yīng)力,，必須增加一個(gè)有損緩沖器。
從成本上看,，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路需要增加一個(gè)功率MOSFET開關(guān)管和一個(gè)專用的PWM控制器,。雖然市面有多種不同的零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路,，但是仍然無法克服上述技術(shù)難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應(yīng)用,。因此，無源恢復(fù)電路更有吸引力,。
1.4.無源恢復(fù)電路
圖3所示電路是一個(gè)很好的無源恢復(fù)電路示例[4],；只需另增兩個(gè)二極管和一個(gè)諧振電容。
圖3:無源恢復(fù)電路
當(dāng)外部條件不變時(shí),，這個(gè)電路工作良好,。不過，在功率因數(shù)校正應(yīng)用中設(shè)計(jì)這種電路難度很大,，這是因?yàn)樾【€圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復(fù)電流和外部電氣條件的限制,。
盡管無損無源電路只需很少的元器件，不幸地是因?yàn)榧夹g(shù)原因,，這種電路在功率因數(shù)校正應(yīng)用中不可行,。這個(gè)示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知,，但是在不影響前文提到的五大標(biāo)準(zhǔn)的前提下,，通過使用電流緩沖法恢復(fù)小線圈L的能量是目前無法克服的技術(shù)挑戰(zhàn)。
2.BC²:能量恢復(fù)電路
這個(gè)創(chuàng)新的電路[1]是按照軟開關(guān)標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)的,，如圖4所示,，為恢復(fù)小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB 附近新增兩個(gè)二極管 D1和D2 和兩個(gè)輔助線圈NS1和NS2 ,。
圖4:新型能量恢復(fù)電路:BC²
2.1.概念描述
當(dāng)晶體管導(dǎo)通時(shí),，線圈NS1 在主升壓線圈內(nèi)恢復(fù)升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流IRM 。因?yàn)榻涣鬏斎腚妷赫{(diào)制LB 電壓,，所以它也調(diào)制NS1上的反射電壓,。此外，這個(gè)輸入電壓還調(diào)制升壓二極管電流IDB及其相關(guān)的反向恢復(fù)電流IRM,。這些綜合調(diào)制過程讓流經(jīng)小線圈L的額外的反向恢復(fù)電流 IRM 在線圈NS1 內(nèi)重置,，即便在最惡劣的情況下也是如此。當(dāng)晶體管關(guān)斷時(shí),，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容,。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數(shù)關(guān)系，當(dāng)交流線處于低壓時(shí),，反射電壓達(dá)到最大值,，與小線圈L的最大電流值對(duì)應(yīng)。這些綜合變化使流經(jīng)小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內(nèi),，即便在最惡劣的情況下也是如此,。當(dāng)dI/dt 斜率(大約10 A/µs)較低時(shí),，例如，在開關(guān)轉(zhuǎn)換器的斷續(xù)模式下,，這兩個(gè)附加線圈NS1和NS2 用于關(guān)斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復(fù)電流不會(huì)影響電路特性,。我們可以說，這個(gè)概念“在電路內(nèi)回收電流”,，因此稱之為BC²,。
2.2. 相位時(shí)序描述
變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。
相位 [ t0前]
在t0前,，BC²電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的特性相同,。升壓二極管DB 導(dǎo)通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量,。
相位 [t0, t1]
在t0時(shí),，功率MOSFET導(dǎo)通，DB 的電流等于I0,。在t0+時(shí),，電流軟開關(guān)啟動(dòng)，即在零電流時(shí),，功率MOSFET的電壓降至0V,，無開關(guān)損耗。在t0后,，流經(jīng)小線圈L的電流線性升高,，達(dá)到輸入電流I0和二極管反向恢復(fù)電流IRM的總合為止，而流經(jīng)DB 的電流線性降至-IRM,。
圖5 真實(shí)地描述了這些電流的變化,，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達(dá)式 :
, 
此外,，在t0 +時(shí),，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導(dǎo)通電阻RDS(on),。與功率校正電路不同,，晶體管漏極上的電壓較低，因?yàn)閂NS2反射電壓是從VOUT抽取的,，這個(gè)特性讓BC² 電路具有一個(gè)優(yōu)點(diǎn),，在低輸出負(fù)荷時(shí)，可以節(jié)省電能,，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：
因此,，BC² 還降低了關(guān)斷損耗。
相位[t1, t2]
在t1+時(shí),，升壓二極管DB 關(guān)斷,，過流IRM被貯存小線圈內(nèi),，過流使DB 結(jié)電容線性放電。同時(shí),，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化,，直到D1 二極管導(dǎo)通為止。與此同時(shí),，過流IRM 被變壓比m1降低,，然后被發(fā)射到主線圈內(nèi)。
圖5:每相的等效時(shí)序
圖6:每相的等效電路
因此,，流經(jīng)NS1的電流有助于給內(nèi)部線圈LB放電，同時(shí)交流電源電壓給線圈Np 施加偏壓,。因?yàn)楦鶕?jù)下面公式計(jì)算的反射電壓VNS1的原因,，流經(jīng)D1 的電流IRM 降至0 A。
; 
為保證斷續(xù)模式下的軟開關(guān)操作,，流經(jīng)D1的電流在t3前達(dá)到0 A,。因?yàn)楫?dāng)正弦周期內(nèi)的Vmains電壓達(dá)到最高值時(shí)，IRM電流達(dá)到最高值,，所以tD1_ON 時(shí)間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用/此外,，為消除二極管D1 的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因?yàn)榉瓷潆妷篤NS1低的原因,，必須使dI/dt_D1 總是保持低斜率,，通過下面公式計(jì)算dI/dt_D1:
不幸地是，在這個(gè)相位期間,，升壓二極管DB被施加一個(gè)高反向電壓：
這個(gè)特性要求這種應(yīng)用增加一個(gè)二極管,，為此，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)優(yōu)化的二極管,，使IRM 電流值與擊穿電壓達(dá)到精確平衡,。
相位[t2, t3]
在t2時(shí)，D1二極管的電流達(dá)到0 A,，BC²變成一個(gè)傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器,。當(dāng)功率晶體管保持通態(tài)時(shí)，在t3點(diǎn),，主LB 線圈內(nèi)和小L線圈內(nèi)的電流上升到I1,。
相位 [t3, t4]
在t3時(shí)，功率晶體管關(guān)斷,。這時(shí),，COSS電容電壓被小線圈L內(nèi)貯存的電流線性充電，直到二極管D2導(dǎo)通為止,；在關(guān)斷期間,，功率開關(guān)上沒有過壓應(yīng)力,。
同時(shí)，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化,，直到DB 二極管導(dǎo)通為止,。一旦所有的二極管一起導(dǎo)通，輸出電流按圖5所示的方式配流,。因?yàn)镹S2的反射電壓的原因,，D2 的電流從I1開始降至0 A，dI/dt斜率較低,。相反,，在t4時(shí)，DB 的電流升到標(biāo)稱值,。
這種配流有利于BC²電路,。事實(shí)上，在交流電壓較低的功率因數(shù)校正應(yīng)用（例如90 VRMS）中,，最高增強(qiáng)電流是在二極管DB 和D1之間機(jī)械分配,。因此，整流階段的導(dǎo)通損耗得到改進(jìn),。下面是反射電壓VNS2 和D2 導(dǎo)通時(shí)間的計(jì)算公式：
; 
tD2_ON時(shí)間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用,，因?yàn)閂mains 電壓最低時(shí)，I1 電流最大,。因此,，即變?cè)趷毫拥臈l件下，例如,，最低Vmains電壓下的高輸出負(fù)載電流,，BC²電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外,，為消除二極管D2 的反向恢復(fù)電流效應(yīng),，因?yàn)榉瓷潆妷篤NS2低的原因，必須使dI/dt_D2 總是保持低斜率,，通過下面公式計(jì)算dI/dt_D2:
相位 [t4, t5]
在t4時(shí),，D2二極管的電流達(dá)到0 A，BC²變成一個(gè)傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器,，只有升壓二極管DB 導(dǎo)通,。因?yàn)镹S2上的反射電壓的原因，功率開關(guān)管的電壓低于 Vout,。因此,，COSS電容在體電容內(nèi)放電。在t0時(shí),，晶體管導(dǎo)通,，節(jié)能電能,。
2.3. BC²電路上的電壓應(yīng)力
表1列出了每個(gè)相位對(duì)應(yīng)的最大電壓。
表1:BC²上的最大反向電壓
BC²電路需要使用一個(gè)擊穿電壓高于600V的特殊二極管,。此外,，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復(fù)電流，以防功率晶體管在[t1-t2]相位遭受較高的電流,。
意法半導(dǎo)體研制出BC²電路專用的3A,、5A、8A,、10A和16A的二極管,，這些二極管采用不同類型的封裝（直插、通孔或貼裝）,。
意法半導(dǎo)體推出了在一個(gè)封裝內(nèi)嵌入兩支二極管（圖4中的DB和D2）的新產(chǎn)品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT),，新產(chǎn)品的額定反向電壓值達(dá)到650V，散熱器用二極管與標(biāo)準(zhǔn)功率因數(shù)校正器用二極管完全相同,。
為保持這個(gè)散熱器配置，意法半導(dǎo)體開發(fā)出續(xù)流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060),，該產(chǎn)品采用貼裝或直插式封裝,，以便將其焊接在印刷電路板上。
針對(duì)大功率轉(zhuǎn)換器,，意法半導(dǎo)體開發(fā)出獨(dú)立的采用通孔封裝的DB 和D2 二極管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D),。
詳情聯(lián)系當(dāng)?shù)氐囊夥ò雽?dǎo)體銷售處。
2.4. 計(jì)算m2 和m1 變壓比
為在[t1-t2]和[t3-t4]時(shí)序期間符合斷續(xù)模式,，圖5所示的時(shí)間參數(shù)td1和td2應(yīng)總是正值,。根據(jù)典型連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）功率因數(shù)校正規(guī)則和tD1_ON 和tD2_ON 表達(dá)式，確定變壓比條件m1 和 m2 不是難事,。
And
其中PIN 是功率因數(shù)校正器的輸入功率,，F(xiàn)s是開關(guān)頻率；VmainsRMS 是RMS電壓最大值,；IRMmax是在導(dǎo)通dI/dt和最高工作結(jié)溫條件下的反向恢復(fù)電流最大值,。
2.5.小線圈L的電感計(jì)算
小線圈L的額定電感有幾種計(jì)算方式。例如,，導(dǎo)通dI/dt的額定值可能是50 A/µs,；然后，根據(jù)二極管DB的IRM值計(jì)算變壓比m2和m1,。不過,，要想滿足設(shè)計(jì)規(guī)則，DB的反向電壓VRDB_reverse不得超過VRRM的75%,，75% x 650 = 487 V,；如果VRDB_reverse高于 487 V,，就應(yīng)該降低小線圈L的電感值；因此,，也應(yīng)該提高小線圈L的dI/dt值和DB二極管的 IRM 值,。因此，使VRDB_reverse低于 487 V,，必須重新計(jì)算m1和m2 變壓比,。但是這種計(jì)算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個(gè)良好的方法最終應(yīng)使小線圈的尺寸最小化,。意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)考慮以下所有參數(shù)的軟件工具：DB二極管的IRM 與電流斜率dI/dt和結(jié)溫TJ對(duì)比,、線圈L電感公差、導(dǎo)通功率損耗,。這個(gè)軟件工具的研發(fā)目的是幫助設(shè)計(jì)人員根據(jù)應(yīng)用條件選擇最佳的電感,。表2列出了兩個(gè)采用BC²概念的功率因數(shù)校正應(yīng)用示例。
表2:用于不同類型功率因數(shù)校正器的L線圈的電感和尺寸
3.450W功率因數(shù)校正器的BC²電路設(shè)計(jì)
為展示BC²電路的優(yōu)點(diǎn),，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)90- 264 VmainsRMS 的通用系列450 W功率因數(shù)校正器,，該系列產(chǎn)品采用硬開關(guān)模式和一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)均流式 PWM控制器。我們從導(dǎo)通特性,、能效和熱測量三個(gè)方面對(duì)BC2電路與8A碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了對(duì)比,。
3.1.BC²設(shè)計(jì)
在評(píng)估BC²電路時(shí)我們使用了專用二極管，DB采用STTH8BC065DI,，D2采用STTH8BC060D,，D1采用STTH5BCF060，如圖4所示,。軟件給出了小線圈L的電感,、變壓比m1和m2 與開關(guān)頻率的對(duì)比值，如表3所示,。
表3:NS1,、NS2 和L與Fs對(duì)比值
3.2.BC²電路的典型波形
圖7 所示是200 kHz功率因數(shù)校正器的典型BC²波形。 每次功率MOSFET導(dǎo)通時(shí),，就會(huì)發(fā)生一次電流軟開關(guān)操作,。
這條曲線突出表明D1 和D2 二極管總是處于斷續(xù)模式；D1 恢復(fù)DB的IRM電流,；而D2 通過功率因數(shù)校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流,。如前文所述，在[t0-t1]和[t4-t5]相位,，一旦D2 關(guān)斷,，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關(guān)斷損耗被消除。
圖7:Fs = 200 kHz時(shí)的典型 BC² 波形
3.3. 能效比較
我們?cè)趦蓚€(gè)Vmains電壓和140 kHz開關(guān)頻率條件對(duì)BC²和SiC二極管進(jìn)行了能效比較,，如圖8 (230 VRMS) 和圖9 (90 VRMS)所示,。當(dāng)電源電壓230 VRMS時(shí)，在全負(fù)載條件下,，BC²電路比8A碳化硅整流管省電2.25 W,，在100W時(shí)省電1 W。
在低負(fù)載條件下,，如[t0-t1]相位所述,，因?yàn)锽C²關(guān)斷損耗比碳化硅二極管低，NS2 產(chǎn)生的反射電壓仍能提高BC²的能效,。
一旦功率因數(shù)校正器進(jìn)入斷續(xù)模式(<100 W),，碳化硅二極管與BC²電路的能效相同，如圖8所示,。
圖8:在230 VRMS時(shí)的能效對(duì)比
在90 VRMS電壓時(shí),，軟開關(guān)法的優(yōu)點(diǎn)加上COSS 放電節(jié)省的電能好處進(jìn)一步加強(qiáng)了BC²電路的優(yōu)點(diǎn)。在450W輸出功率時(shí),，BC²比碳化硅二極管省電5.4 W,，在低負(fù)載下，因?yàn)闊o關(guān)斷損耗,，BC²比碳化硅二極管省電1.7%,。
圖9:在90 VRMS時(shí)的能效對(duì)比
圖10:在VmainsRMS = 90 V時(shí)，450 W功率因數(shù)校正器的三個(gè)不同的輸出功率和三個(gè)開關(guān)頻率的能效對(duì)比
圖10 突出了BC²電路軟開關(guān)法和COSS 放電省電的優(yōu)勢,，特別是在低負(fù)載下這種優(yōu)勢更加明顯。
3.4.熱測量
電流軟開關(guān)法能夠降低開關(guān)晶體管的功率損耗,，圖11所示是在一個(gè)功率因數(shù)校正應(yīng)用中,，BC²解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產(chǎn)生的溫度差(18 °C)。
如果功率MOSFET晶體管的工作結(jié)溫相同,，(Tj(avg))BC²解決方案可以讓散熱器變得更小,。
這樣，節(jié)省的空間抵消了BC²電路的小線圈L所占的空間,。因此,，BC²電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。
雖然采用熱優(yōu)化技術(shù),，但是,，當(dāng)功率MOSFET的RDS(on)導(dǎo)致結(jié)溫Tj(avg) 上升到 90 °C時(shí)，采用BC²的解決方案的能效略有降低,，不過BC²概念的能效還是高于碳化硅二極管,。因此，在圖11和圖9所 示的90 VRMS能效比較中，應(yīng)該從Pout x [1/(SiC_efficiency) – 1/(BC²_ efficiency)]= 5.4 W的省電數(shù)值中扣除 0.75 W,。
總之,，BC²電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。
圖11:溫度測比較
另一種優(yōu)化BC²概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積,，獲得與碳化硅二極管相同的能效,。
在圖11所給的示例中，至少可以去除一個(gè)功率 MOSFET開關(guān)管,。這樣,，隨著導(dǎo)通電阻RDS(on) 增加，開關(guān)管的功率損耗不必再乘以2,。實(shí)際上,，整體功率損耗降低的另一個(gè)原因是MOSFET等效電容COSS 也被削減一半。
在圖11的示例中,，一個(gè)導(dǎo)通電阻RDS(on)小于0.46 ?的,、輸出功率450 W的功率MOSFET與一個(gè)碳化硅二極管和兩個(gè)并聯(lián)功率MOSFET的結(jié)構(gòu)的能效相同。
這個(gè)功耗優(yōu)化方法對(duì)大眾市場應(yīng)用有吸引力:BC²解決方案應(yīng)考慮到意法半導(dǎo)體的能效概念和節(jié)省一支功率MOSFET,。
BC²概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案,。
3.5.BC²設(shè)計(jì)工具
意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個(gè)軟件工具，能夠幫助設(shè)計(jì)人員根據(jù)電源規(guī)格快速確定BC²拓?fù)涞囊?guī)格,。
圖12:BC²設(shè)計(jì)工具
該軟件設(shè)計(jì)工具可以提供微型線圈和主功率因數(shù)校正器的輔助線圈的參數(shù),、二極管選型和功率MOSFET的RDS(on)。還可算出每個(gè)組件的功率損耗,，并與使用一個(gè)碳化硅二極管的功率因數(shù)校正器對(duì)比,。
4.結(jié)論
BC²電路使用一個(gè)軟開關(guān)法，通過一個(gè)獨(dú)特的無損恢復(fù)電路幫助電源設(shè)計(jì)人員實(shí)現(xiàn)最高能效目標(biāo),。
意法半導(dǎo)體推出了BC2²概念專用二極管,，以提高連續(xù)導(dǎo)通功率因數(shù)校正器（CCM PFC）的性能，如表4所示,。
表4:BC²電路在450 W 140 kHz功率因數(shù)校正器中的優(yōu)點(diǎn)
此外,，把BC²概念用于大眾市場和高端功率因數(shù)校正器是設(shè)計(jì)人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標(biāo)準(zhǔn)的理想選擇，例如,，在電源額定功率20%,、50%和100%負(fù)載下能效高于80%的銅牌、銀牌和金牌80 Plus能效標(biāo)準(zhǔn),。
此外,，BC2及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉(zhuǎn)換器，這兩種器件是太陽能逆變器或計(jì)算機(jī)和電信設(shè)備的開關(guān)電源（SMPS）的常用功率器件,。
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