1〕反激式變壓器設計介紹

反激式電源變換器設計的關鍵因素之一 是變壓器的設計,。在此我們所說的變壓器不是真正意義上的變壓器，而更多的是一個能量存儲裝置,。在變壓器初級導通期間能量存儲在磁芯的氣隙中,，關斷期間存儲的能量被傳送給輸出。初次級的電流不是同時流動的,。因此它更多的被認為是一個帶有次級繞組的電感,。

反激電路的主要優(yōu)勢是成本，簡單和容易得到多路輸出,。反激式拓撲對于100W以內的系統(tǒng)是實用和廉價的,。大于100W的系統(tǒng)由于著重降低裝置的電壓和電流，其它諸如正激變換器方式就變得更有成效,。

反激式變壓器設計是一個反復的過程,，因為與它的變量個數有關，但是它不是很困難,，稍有經驗就可快速和容易的處理,。在變壓器設計之前的重點是定義電源參數，諸如輸入電壓，輸出功率,，最小工作頻率,，最大占空比等。根據這些我們就可以計算出變壓器參數,，選擇合適的磁芯,。如果計算參數沒有落在設計范圍內，重復計算是必要的,。利用網站上的EXCEL電子表格可以容易的處理這些步驟,。

屬于ISMPS IC的IR40xx系列最初設計應用于準諧振方式，這意味變壓器工作于不連續(xù)模式（磁場不連續(xù),，當變壓器中的能量傳遞到次邊后磁場反回到零）,。在PRC模式中的變壓器通常也工作于不連續(xù)狀態(tài)，若工作于連續(xù)狀態(tài)時工作頻率設置的很低（約20KHZ時一般不實用,，因為需要較大尺寸的磁芯）,。因此本應用手冊僅包含不連續(xù)設計的實例。2〕電源設計所需的標準

在開始變壓器設計之前,，根據電源的規(guī)范必須定義一些參數如下：

1〕最小工作頻率－ｆmin

2〕預計電源效率－η≈0.85~0.9(高壓輸出 ),，0.75~0.85（低壓輸出）

3〕最小直流總線電壓－Vmin如110V時最小輸入電壓85Vac，可有10V抖動）

4〕最大占空比－Dm（建議最大值為0.5）

5）串聯諧振電容值－Cres〔建議取值范圍為100pf~1.5nf,，見圖1〕

3〕變壓器設計步驟

首先計算總輸出功率，它包括所有次級輸出功率,，輔助輸出功率和輸出二極管的壓降,。通常主要輸出電流若大于1A使用肖特基二極管，小于1A使用快恢復二極管,，當小電流輸出時輔助繞組可用1N4148整流（建議輔助電壓為18V,，電流為30mA）

輸出功率（Po）計算的是總的輸出功率。
根據Po變壓器的初級電感可由下式計算出,。

下一步是計算初級,，次級和輔助繞組的變比。下式給出初級(Np)和次級(Ns)變比的計算公式：

此處Vo是次級輸出電壓,，VD是次級輸出整流管的正向壓降,。一個好的方法是先計算次級每

伏的匝數，依此可計算出初級的匝數,。輔助繞組的匝數NB可依下式算出,。

對于多路輸出電源需要反復計算找出最佳變比，需要對輸出電壓采取一些折中以確保匝數為整數,，沒有半匝?，F在就可計算出帶氣隙磁芯的有效電感。這需要從磁芯生產商處獲得所需有氣隙磁芯的Alg值。

或者使用標準磁芯通過研磨中間段得到所需的Alg值它也可以用下式由初級電感Lp(μH)和初級匝數Np計算出,。 

初級平均電流Iav可由假定效率η,，所需總輸出功率Po及最小直流總線電壓Vmin算出。

所需初級峰值電流Ip可由下式算出

圖2給出不連續(xù)模式初級電流波形,?？梢钥闯鲈趖1導通期間 有一斜坡電流，其上升斜率受直流總線電壓和初級電感Lp控制,，最終達到剛才所計算的峰值電流值Ip,。在t2關斷期間初級無電流流過。在I=Ip處出現峰值磁通,。由于IR40xx是自準諧振電路,，t1 與t2的轉換依賴于輸出負載和輸入電壓。計算時我們可采用變壓器最壞情況下的最低頻率,，最低直流總線電壓和最大負載,。

  

根據初級RMS電流I rms能夠算出所需導線線徑，見下式,。

下一步是計算所需磁芯尺寸和氣隙,。首先選擇磁芯尺寸，可以應用第五部分給出的磁芯類型和尺寸選擇適當的功率等級,。根據下式由有效截面積Ae(cm²)計算,。

出最大磁通密度Bm，作為磁芯選擇依據（Bm應在2000~3000高斯之間,，低于2000磁芯未被充分利用,，高于3000依據所用鐵氧體材料可能發(fā)生飽和）。

一個可選方法是由Bm（如2500）計算所需磁芯的最小Ae.見下式,。

通過改變次級匝數(Ns)可使Bm在所需范圍內,，也可直接改變初級匝數(Np)。對于專門磁芯增加次級匝數將降低Bm,，反過來減少次級匝數將增大Bm,。
交流磁密BAC的應用可依據廠商提供的磁芯損耗曲線。它給出磁通的交流成分而不是峰峰值,。這對不連續(xù)變壓器設計可很方便由下式算出,。

下一步是計算所需氣隙。這意味著先要計算無隙磁芯的相對導磁率 μr,，它可由磁芯參數Ae（有效截面積cm²）,，Le（有效磁路長度cm²），AL（電感系數nH/匝²）計算出,。

現在可以計算氣隙的厚度了,。氣隙僅在磁芯的中間部分研磨,，這樣有助于防止磁芯邊沿磁通泄漏對周圍元件產生EMI噪聲（然而對于發(fā)展中或小的產品用絕緣材料墊在磁芯外部獲得所需氣隙是可以接收的。但必須切記外部氣隙是計算值的一半）,。Ig最小是0.051mm,，這是Alg的約束和研磨容許誤差。

隨著參數的計算和確定我們現在需要計算合適的導線規(guī)格,。首先需要根據實際骨架寬度(BW)計算可用骨架寬度（BWA）, 初級繞組（L）層數,，余留寬度（M）。初級可繞1,，2層或3層但要盡量減少層數以降低初級繞組電容（也可用膠帶絕緣初級能有效的降低繞組電容）和漏電感,。余留尺寸取決于由系統(tǒng)輸入電壓和安全處理決定的所需絕緣程度（詳見第4部分變壓器結構）。另一可行辦法是次級次級繞組,，通過合并輸出返回連接端能夠減少骨架所需引腳數,。這兩種次級繞組安排見下圖3。

在圖 3所示例子中次級S1傳導S1,，S2,，S3的和電流，次級S2傳導S2,，S3的和電流,，因此導線的規(guī)格必須于之相適應。Ispx計算公式變?yōu)橄率剑?/p>

此處ΣPox是各繞組功率之和,，例如在圖3 b) 中S1＋S2＋S3為S3繞組,，S1＋S2為S2繞組。S3仍舊傳導它自己的電流,，計算是簡單的?，F在次級RMS電流 (Isrms) 可以下式計算：

圖4給出IR40xx漏極電壓，初級電流,，變壓器次級電壓和次級電流。據此可以看出初,、次級之間的關系,，初、 次級電流是如何不在同一時間流動的,。
現在根據所計算的次級RMS電流（Isxrms）得出所需次級導線的規(guī)格,。公式如下：

注意此處計算的初級所用CMA（電流容量）要確保與初級和次級的電流容量相匹配。由所計算的CM值從導線規(guī)格表中選擇合適的導線,。若可能的話總是在相鄰低點的AWG號（它是相鄰較大導線規(guī)格）附近取值,。次級導線規(guī)格大于26AWG時建議不使用單根導線，其原因在前面關于初級導線規(guī)格時已提及到,，所以繞組就需要用小規(guī)格的導線或者絞合線（它通常是多股導線編織而成這種導線一般是定做,，價格昂貴,，但它使用效果好）并聯使用。當使用并聯導線時應確信全部CM值在前面計算值的10%之內,。同法可計算出輔助繞組所需的導線規(guī)格,。

為了初、次級間有最強的耦合,，次級繞組應充滿整個骨架寬度,。由于次級繞組通常只有很少的匝數，所以能通過繞組并聯達到此目的,。