低電壓范圍升壓轉換器通常用于移動設備,，以便將電池電壓(1.2V 至4.2V)提升到較高的電壓水平（如1.5至20V）,，從而為應用電路供電。在這個電壓范圍里,，傳導損耗是主要的考慮因素,。市面上存在許多專門設計用于這些應用的器件，連續(xù)傳導模式(CCM)是這些器件的主要工作模式,。

　　高電壓范圍升壓轉換器通常用作具有90V至270V AC輸入和約400V DC輸出的PFC轉換器,，在這些應用中，傳導損耗并不像在低電壓升壓轉換器中那么重要,，需要更多地考慮開關損耗和抗噪聲能力,。因而PFC控制器通常采用某些特別的設計要素如臨界導通 (CRM)工作模式、更高的電流感測電壓,。PFC控制器由于市場巨大而被廣泛使用,。

　　LED TV背光應用需要24V DC輸入、 180V DC 0.4A輸出升壓轉換器,，相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉換器,，這類中等電壓升壓轉換器很少用于消費電子產品。在這種電壓和額定功率值范圍中,，傳導損耗,、開關損耗和抗噪聲能力均需予以考慮，很難找到一款適合的較廉價的器件,。

　　拓撲和器件選擇考慮事項

　　在設計消費產品解決方案時,，始終需要避免使用昂貴的拓撲和器件,。而且,，由于DC輸入節(jié)點和輸出節(jié)點(LED陣列)均位于次級端，因而LED背光照明級無需進行隔離,。即便我們還有軟開關諧振半/全橋拓撲等其它選擇,，升壓（boost）拓撲是LED TV背光照明電源應用的最佳核心拓撲。

　　考慮到用于移動設備的升壓控制器具有高PWM頻率 (通常為500 KHz 至6MHz)和低噪聲兼容性(電壓模式或低電流感測電壓),。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適,，因其具有高柵極驅動電壓 (超過10V)和高電流感測電壓(通常為0.5V-1.2V)。但是,，大多數(shù) AC/DC PWM控制器的工作頻率為50 kHz至100 kHz,。這種頻率范圍對于90-270VAC輸入的電源是合適的，因為它能夠平衡開關損耗和電感元件尺寸,。不過,，對于24VDC輸入電源,，該頻率有些低，因為低工作頻率需要使用大電感器,。

　　CRM PFC控制器是最佳的選擇,，因為它不僅具備AC/DC PWM控制器的優(yōu)勢(高柵極驅動電壓和高電流感測電壓)，還能夠通過選擇電感將工作頻率設置為最佳數(shù)值(200 kHz),。即便CRM PFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作,，但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內置在芯片中，并具有足夠大的振幅,。因而,，在噪聲兼容性方面不會出現(xiàn)問題。

　　提高效率

　　使用標準CRM PFC控制器來實現(xiàn)升壓轉換器,，因為具有相對較低的輸入/輸出電壓和臨界導通模式工作方式,，開關損耗并不是問題，其問題在于傳導損耗,。圖1所示為升壓轉換器中的主要傳導損耗來源,。

　　低電壓范圍升壓轉換器通常用于移動設備，以便將電池電壓(1.2V 至4.2V)提升到較高的電壓水平（如1.5至20V）,，從而為應用電路供電,。在這個電壓范圍里，傳導損耗是主要的考慮因素,。市面上存在許多專門設計用于這些應用的器件,，連續(xù)傳導模式(CCM)是這些器件的主要工作模式。

　　高電壓范圍升壓轉換器通常用作具有90V至270V AC輸入和約400V DC輸出的PFC轉換器,，在這些應用中,，傳導損耗并不像在低電壓升壓轉換器中那么重要，需要更多地考慮開關損耗和抗噪聲能力,。因而PFC控制器通常采用某些特別的設計要素如臨界導通 (CRM)工作模式,、更高的電流感測電壓。PFC控制器由于市場巨大而被廣泛使用,。

　　LED TV背光應用需要24V DC輸入,、 180V DC 0.4A輸出升壓轉換器，相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉換器,，這類中等電壓升壓轉換器很少用于消費電子產品,。在這種電壓和額定功率值范圍中，傳導損耗,、開關損耗和抗噪聲能力均需予以考慮,，很難找到一款適合的較廉價的器件。

　　拓撲和器件選擇考慮事項

　　在設計消費產品解決方案時，始終需要避免使用昂貴的拓撲和器件,。而且,，由于DC輸入節(jié)點和輸出節(jié)點(LED陣列)均位于次級端，因而LED背光照明級無需進行隔離,。即便我們還有軟開關諧振半/全橋拓撲等其它選擇,，升壓（boost）拓撲是LED TV背光照明電源應用的最佳核心拓撲。

　　考慮到用于移動設備的升壓控制器具有高PWM頻率 (通常為500 KHz 至6MHz)和低噪聲兼容性(電壓模式或低電流感測電壓),。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適,，因其具有高柵極驅動電壓 (超過10V)和高電流感測電壓(通常為0.5V-1.2V)。但是,，大多數(shù) AC/DC PWM控制器的工作頻率為50 kHz至100 kHz,。這種頻率范圍對于90-270VAC輸入的電源是合適的，因為它能夠平衡開關損耗和電感元件尺寸,。不過,，對于24VDC輸入電源，該頻率有些低,，因為低工作頻率需要使用大電感器,。

　　CRM PFC控制器是最佳的選擇，因為它不僅具備AC/DC PWM控制器的優(yōu)勢(高柵極驅動電壓和高電流感測電壓),，還能夠通過選擇電感將工作頻率設置為最佳數(shù)值(200 kHz),。即便CRM PFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作，但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內置在芯片中,，并具有足夠大的振幅,。因而，在噪聲兼容性方面不會出現(xiàn)問題,。

　　提高效率

　　使用標準CRM PFC控制器來實現(xiàn)升壓轉換器,，因為具有相對較低的輸入/輸出電壓和臨界導通模式工作方式，開關損耗并不是問題,，其問題在于傳導損耗,。圖1所示為升壓轉換器中的主要傳導損耗來源。

　　我們可以看到導通期間的傳導損耗來自于Rsense,、Rdson和Rcoil,，本文不討論減小Rcoil的方法,，下面將分別探討如何減小Rsense和Rdson,。

　　在PFC應用中，Rsense值由最大額定功率來決定,，在出現(xiàn)異常過流情況時,，Rsense上的電壓應當達到逐脈沖限流電平（Vcslim），需要保留 10% 的余量范圍，因而可由下式計算Rsense ：

　　對于本文探討的應用,，我們同樣應當遵循這個公式,。Rsense的功耗為：

　　因而得到：

　　我們可以看到Rsense的功耗與Vcslim成比例。標準PFC控制器的Vcslim約為0.5V至1.2V,，以期避免噪聲帶來的錯誤觸發(fā),。在FAN7930CM 中Vcslim為0.8V。因為輸入電壓相對較高,，而IQRMS相對較低,，這個數(shù)值對于PFC應用是合適的。但對于24V輸入應用,，這一電壓太高,，使得PRsense 過大。例如,，我們使用飛兆半導體公司提供的設計工具,，計算72W PFC (90VAC輸入、400V/0.18A輸出)的Rsense的功耗,。我們得到結果：Rsense = 0.289Ω,，Rsense的功耗為0.22W。然后得出Rsense上的效率損失為0.22/72×100%=0.31%,，如果我們使用相同的設計工具,，計算具有24V輸入、180V/0.4A輸出的72W PFC控制器,，其結果為：Rsense = 0.077Ω,，Rsense的功耗為0.96W，因而效率損失為0.96/72×100%=1.33%,，相比90VAC輸入狀況高出三倍,。

　　為了減小Rsense的功耗，我們設計了如圖2所示的“電壓墊高(Voltage block up)”電路,，使用分壓器R1和 R2在Vrs和Vsense引腳之間引入一個電壓差,，通過這個電壓差，Vsense能夠以較低的Rsense電壓來達到 Vcslim,。

　　在圖3中,， 我們可以看到通過增添R1和R2，即便Rsense上的電壓降比Vcslim低很多,，Vsense也能夠達到(Vcslim/1.1)水平,。這樣可以降低Rsense的功耗。例如,，在不使用R1和R2的情況下,，如果Rsense為0.077Ω,，當Ipk=10.39A，Vsense則為0.8V,。如果Vgate=11V,，R1=10KΩ，R2=400Ω,，Rsense=0.0375Ω,，當Ipk=10.39A，Vsense也可達到0.8V,。但是,，如果Rsense=0.0375Ω，Rsense的功耗則為0.47W,，效率損失為0.47/72×100%=0.65%,，相對于使用0.77Ω Rsense，效率則可以提高0.68%,。

　　在MOSFET晶片尺寸和封裝相同的情況下,，如果Vdss增加，MOSFET 的Rdson會增大,。例如,，飛兆100V MOS器件FDD86102的Rdson 為24 mΩ。但是對于具有相同封裝和價格的 250V MOS器件FQD16N25C,，Rdson為270 mΩ,。MOSFET器件的傳導損耗在24mΩ和270 mΩ條件下的差別很大，我們使用相同設計工具計算了24VAC輸入,、 180V/0.4A輸出PFC轉換器Rdson的傳導損耗,。其數(shù)值分別是0.9W和10.08W。顯然,，270 mΩ Rdson是不可接受的,。在標準升壓拓撲中，為了提供180V輸出電壓,，需要使用250V MOSFET以獲得足夠的Vdss余量,。在這種情況下，減小傳導損耗的標準途徑是選擇一個Rdson較低的MOSFET器件,。不過,，在相同Vdss下，Rdson較低的MOSFET器件不僅昂貴,，而且具有較大的Coss,。較大的Coss意味著較大的關斷損耗。這里,，我們找到了另一種減小傳導損耗的方法,。就是使用100V MOSFET器件如FDD86102,，將24V電壓提升到180V,，當然,，必須采用特殊的方法解決電壓問題，如自耦變壓器,。

圖4

　　圖4所示為使用自耦變壓器替代電感器的升壓轉換器,，在導通期間，電流流經(jīng)紅色的路徑就象標準升壓轉換器的一樣,，而在關斷期間,，電流則經(jīng)過綠色路徑。MOSFET漏極上的電壓為：

　　如果我們輸入 N1=3T, N2=7T, Vdiode=1V, Vout=180V, Vin=24V, 則Vd為：

　　因而可以使用100V MOSFET器件,。

　　設計示例和測試結果

圖5：所示為飛兆半導體用于LED背光照明電源的評估電路板的示意圖,。

　　U4, Q35, T3, D36和外部元件構成了這個升壓轉換器，繞組6-10用于實現(xiàn)零電流檢測(ZCD),，D37, C42, R39, R40具有兩項功能,，一項功能是作為箝位線路，吸收N1和N2之間的泄漏電感引起的電壓脈沖,，另一項功能是監(jiān)視Q35的漏極電壓,，反饋至U4的引腳1，實現(xiàn)過電壓保護,。

圖6

圖7

　　圖6是評估電路板頂部,、底部和側面照片。我們可以看到,，增添R38,，效率提高了1.09%。圖7是使用/不使用Vrsense 電壓墊高電路(R38)的波形差別示意圖,。表2是使用/不使用自耦變壓器的結果比較,。如果不使用自耦變壓器，應當去掉D37,，將D37的陰極連接到24V Vin,。我們可以看到使用自耦變壓器，效率提高了14.06%,，圖8所示為波形比較,。

表1：使用/不使用Vrsense電壓墊高電路(R38)的結果比較

表2：使用/不使用自耦變壓器的結果比較

圖8

　　本文小結

　　標準CRM PFC控制器就其特性、通用性和低價格而言,，適用于中等電壓升壓轉換器,。傳導損耗是其應用的主要挑戰(zhàn)。采用電壓墊高電路能夠降低Rsense所需的峰值電壓以期提升轉換器的效率,。在升壓轉換器中采用自耦變壓器,，允許使用低Vdss MOSFET器件以減小Rdson,，從而顯著提升效率。評估電路板的測試結果證實這一思路是可行的,。